Redirect= Миниатюрная трехдиапазонная микрополосковая антенна для WLAN

Миниатюрная трехдиапазонная микрополосковая антенна для WLAN, LTE и WiMAX

№ 1’2018
PDF версия
Предлагаемая в данной статье конструкция представляет собой одну общую миниатюрную микрополосковую антенну с простым вводом, которая эффективно функционирует в полосах рабочих частот трех широко распространенных систем беспроводной связи.

В результате постоянно растущего использования беспроводных технологий связи повышается спрос на небольшие эффективные и недорогие антенны, которые используются в целом ряде приложений в области телекоммуникаций, беспроводных локальных сетей (WLAN) и WiMAX. Кроме того, такие широкополосные малогабаритные антенны востребованы в системах сотовой (LTE), спутниковой (Satcom) и космической связи [1]. Такие антенны обладают механической прочностью, способностью принять требуемую форму, малой кросс-поляризационной зависимостью диаграммы направленности, а их производство экономически выгодно.

С этой стороны хорошо зарекомендовали себя в системах беспроводной связи двумерные микрополосковые излучатели, выполненные на печатных платах (microstrip patch antenna — патч-антенна) [2]. Поскольку число используемых беспроводных приложений в рамках одной системы увеличивается, одна и та же антенна должна работать в нескольких полосах частот. Мало того — она может работать одновременно, обеспечивая функционирование сразу нескольких приложений [3]. Так, например, современный сотовый телефон использует три независимых и одновременно функционирующих системы связи — непосредственно канал сотовой связи (3G или 4G) и связь ближнего радиуса действия — Bluetooth и Wi-Fi. В [4–20] рассматриваются разные варианты конструкций антенн, предназначенных для систем беспроводной связи WLAN, LTE и WiMAX.

Как известно, основным недостатком микрополосковых антенн является их узкая полоса пропускания. Максимальная полоса пропускания классических микрополосковых антенн составляет около 8% от центральной рабочей частоты. Для увеличения этой полосы применяется ряд методов [21–27]; большую часть из них разработали авторы предлагаемой статьи.

Так, например, в [28] рассматривается широкополосная усеченная микрополосковая антенна в виде печатной платы с вырезанным U‑образным пазом, благодаря которому обеспечиваются двухдиапазонные широкополосные характеристики. Паз увеличивает полосу пропускания на 33,52%. В [29] анализируется широкополосная высокочастотная микрополосковая патч-антенна. Двухдиапазонная характеристика с большим усилением получена с помощью двойного U‑образного паза. Ширина пропускания такой антенны по импедансу составляет 37%.

В свою очередь, в [30] представлена конструкция широкополосной микрополосковой антенны на печатной плате, которая предназначена для использования в приложениях WLAN и WiMAX. В этой антенне для повышения эффективности сформированы два паразитных элемента в заземляющем слое. В [31] представлена новая двухдиапазонная антенна с двумя U‑образными пазами, благодаря которым обеспечивается работа в двух диапазонах. При этом использование дополнительных двух L‑образных вырезов в заземляющем слое увеличило пропускную способность антенны, которая уже предназначена для приложений WLAN и WiMAX.

 

Трехдиапазонные антенны

Прототип трехдиапазонной микрополосковой антенны был разработан и изготовлен с использованием двух симметричных U‑образных пазов. Особенность этой антенны заключается в том, что она функционирует в трех полосах частот в сетях WLAN с центральной частотой 2,45 ГГц, в системах сотовой связи LTE на частоте 2,60 ГГц и WiMAX на 3,69 ГГц. У этой антенны с достаточно малым коэффициентом стоячей волны по напряжению (КСВН) — хорошая диаграмма направленности. КСВН является мерой того, насколько хорошо согласованы импеданс антенны и фидера (кабеля), соединяющего антенну непосредственно с приемо-передающей системой. У идеально согласованной антенны КСВН равен единице. Моделирование антенны проводилось с помощью программного обеспечения компании CST (Computer Simulation Technology).

Предлагаемая антенна выполнена в виде прямоугольного патча. В качестве подложки применяется широко распространенный материал — стеклотекстолит марки FR4, у которого в интересующей нас области частот относительная диэлектрическая проницаемость εr = 4,3. Размеры антенны составляют 30×40×0,8 мм [3]. Такая антенна легко и просто запитывается с помощью несимметричной микрополосковой линии с волновым сопротивлением 50 Ом. На верхней поверхности подложки антенны имеется токопроводящая прямоугольная излучающая поверхность с U‑образными пазами. Для увеличения полосы пропускания и создания дополнительной большей, чем в [18], щели, расположение, толщина и длина двойного U‑образного паза не менялись. На рис. 1 показана конфигурация предлагаемой антенны, а в табл. 1 приведены значения ее физических параметров.

Внешний вид предлагаемой многодиапазонной антенны для систем беспроводной связи: вид сверху (а) и вид снизу (б)

Рис. 1. Внешний вид предлагаемой многодиапазонной антенны для систем беспроводной связи: вид сверху (а) и вид снизу (б)

Таблица 1. Параметры для предлагаемой антенны, мм

L

W

Lg

g

Lp

Ls

Wp

40

30

3,4

2

31

25

29

W1

W2

Wf

Lf

T1

T2

T3

12

12

2,9

8

3

2

2,3

Чтобы понять поведение антенны, имеющей полосно-заграждающую характеристику, было проведено моделирование распределения тока в антенне на каждой из ее резонансных частот. Результаты моделирования показаны на рис. 2. Распределение тока на частоте 2,45 ГГц представлено на рис. 2а, на частоте 2,6 ГГц — на рис. 2б, а на частоте 3,69 ГГц — на рис. 2в.

Распределение токов в предлагаемой многодиапазонной антенне показаны для частот 2,45 ГГц (а), 2,60 ГГц (б) и 3,69 ГГц (в)

Рис. 2. Распределение токов в предлагаемой многодиапазонной антенне показаны для частот 2,45 ГГц (а), 2,60 ГГц (б) и 3,69 ГГц (в)

Как видно из рис. 2а, ток для частоты возбуждения антенны сигналом 2,45 ГГц в основном сосредоточен в зазоре между двумя U‑образными пазами непосредственно над линией ее запитки. При частоте 2,60 ГГц (рис. 2б) видно, что ток в основном сосредоточен в зазоре между двумя U‑образными пазами в верхней части и вокруг нижней части U‑образного паза. В случае использования частоты 3,69 ГГц (рис. 2в) ток концентрируется в верхнем и нижнем промежутках между двумя U‑образными пазами.

На рис. 3 показан результат моделирования обратных потерь сигнала (согласно терминологии ГОСТ Р 52023–2003, это затухание несогласованности) предложенной антенны для разных значений параметра g, который представляет собой ширину зазора между пазами с обратной стороны антенны. Как выяснилось, ширина этого зазора, введенного в заземляющий слой, влияет на каждую из резонансных частот 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц и может увеличивать или уменьшать значение коэффициента отражения S11 в дБ. Вариация физических размеров зазора g может также вызвать смещение резонансной частоты для полосы 3,69 ГГц, как видно из рис. 3.

Обратные потери предложенной антенны в зависимости  от значений ширины зазора g, полученные путем компьютерного моделирования

Рис. 3. Обратные потери предложенной антенны в зависимости от значений ширины зазора g, полученные путем компьютерного моделирования

На рис. 4 представлены смоделированные обратные потери предлагаемой антенны для разных значений параметра W1. Показано, что длина W1 влияет на резонансную частоту 2,60 ГГц, тогда как на резонансной частоте 2,45 ГГц влияние этого параметра несущественно, что полностью согласуется с распределением тока, показанным на рис. 2б.

Обратные потери предложенной антенны в зависимости  от длины W1, полученные путем компьютерного моделирования

Рис. 4. Обратные потери предложенной антенны в зависимости от длины W1, полученные путем компьютерного моделирования

На рис. 5 представлены обратные потери антенны, полученные методом компьютерного моделирования, для разных значениях W2. Очевидно, что длина W2 влияет на резонансную частоту в области 2,45 ГГц, тогда как на частоте 2,60 ГГц ее влияние несущественно, что полностью согласуется с распределением тока, показанным на рис. 2а.

Обратные потери предложенной антенны в зависимости  от длины W2, полученные путем компьютерного моделирования

Рис. 5. Обратные потери предложенной антенны в зависимости от длины W2, полученные путем компьютерного моделирования

 

Влияние зазора

Чтобы улучшить работу антенны, в заземляющий слой был введен зазор (рис. 1a). Его влияние на обратные потери предложенной антенны показано на рис. 6, а ее характеристики без этого зазора и с ним представлены в табл. 2.

Результат компьютерного моделирования уровня обратных потерь предложенной антенны с зазором (который повышает характеристики антенны) и без него

Рис. 6. Результат компьютерного моделирования уровня обратных потерь предложенной антенны с зазором (который повышает характеристики антенны) и без него

Таблица 2. Влияние зазора на уровень обратных потерь предложенной антенны

Резонансная частота, ГГц

S11 (без зазора), дБ

S11 (с зазором), дБ

2,450

–24,245

–30,388

2,60

–23,577

–30,010

3,690

–22,774

–30,735

Как видно из приведенных результатов моделирования зазор оказывает положительное влияние на уровень обратных потерь на всех рабочих частотах.

На рис. 7 показаны результаты моделирования характеристики S11 предлагаемой антенны в зависимости от частоты. У антенны — три разные полосы с центральными частотами 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц, соответственно. Обратные потери определяют точность согласования импеданса антенны, что показывает, насколько эффективно антенна передает или принимает электромагнитную энергию в заданной полосе частот.

Результат компьютерного моделирования зависимости параметра S11 предложенной антенны от частоты

Рис. 7. Результат компьютерного моделирования зависимости параметра S11 предложенной антенны от частоты

На рис. 8 показана прогнозируемая полоса пропускания рассматриваемой антенны. Относительная ширина полосы частот (fractional bandwidth, FBW) представляет собой отношение разности верхней и нижней рабочих частот к центральной частоте полосы пропускания, умноженной на 100% [19].

График, описывающий ширину полосы частот предлагаемой антенны с тройным резонансом

Рис. 8. График, описывающий ширину полосы частот предлагаемой антенны с тройным резонансом

Полоса пропускания (BW) антенны определяется как разность частот 4,0531–2,1711 ГГц = 1,882 ГГц. Таким образом, относительная ширина полосы частот для центральной частоты 2,45 ГГц находится как BW/2,45 = (1,882/2,45)•100% = 76,81%. Относительная ширина полосы для центральной частоты 2,60 ГГц определяется как BW/2,60 = (1,882/2,60)•100% = 72,38%, а для 3,69 ГГц как BW/3,69 = (1,882/3,69)•100% = 51,00%.

На рис. 9 показана зависимость КСВН предлагаемой антенны. Как видно из графика на рис. 4, КСВН равен единице в каждой полосе рабочей частоты. Таким образом, предлагаемая антенна имеет хорошее согласование по импедансу.

Результат компьютерного моделирования зависимости КСВН антенны предлагаемой конструкции показывает ее хорошее согласование по импедансу на всех трех рабочих частотах

Рис. 9. Результат компьютерного моделирования зависимости КСВН антенны предлагаемой конструкции показывает ее хорошее согласование по импедансу на всех трех рабочих частотах

На завершающем этапе исследований была смоделирована диаграмма направленности предложенной антенны. На рис. 10 показаны полученные диаграммы направленности антенны в плоскости Е (электрического вектора) и плоскости Н (магнитного вектора) на всех трех рабочих частотах — 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц.

Из рис. 10 видно, что антенна имеет двунаправленную диаграмму направленности в E‑ и в H‑плоскостях. Полученная диаграмма на частотах 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц дает усиление, выраженное в изотропных децибелах — 2,45; 2,55 и 4,24 dBi, соответственно. У антенны — достаточный коэффициент усиления и стабильная диаграмма направленности излучения на всех трех центральных частотах, что делает предлагаемую антенну предпочтительной для использования в разных системах беспроводной связи.

Результаты компьютерного моделирования диаграммы направленности излучения антенны предлагаемой конструкции  в E- и H-плоскостях на частотах 2,45 ГГц (а), 2,60 ГГц (б) и 3,69 ГГц (в)

Рис. 10. Результаты компьютерного моделирования диаграммы направленности излучения антенны предлагаемой конструкции
в E- и H-плоскостях на частотах 2,45 ГГц (а), 2,60 ГГц (б) и 3,69 ГГц (в)

В табл. 3 сравнивается предлагаемая антенна с несколькими другими, упомянутыми в начале настоящей статьи решениями, которые аналогичны или близки по размерам, относительной диэлектрической проницаемости подложки, полосе пропускания и центральной рабочей частоте.

Таблица 3. Сравнение разных вариантов исполнения антенн

Антенна

Размеры, мм

Материал подложки

Относительная диэлектрическая проницаемость

Способ питания

Диапазон рабочих частот, ГГц

Первый

диапазон

Второй

диапазон

Третий

диапазон

[17]

40×50×1,6

FR-4

4,3

Несимметричная

микрополосковая линия

2,40 (73,67%)

3,5 (50,51%)

[18]

34,5×40×0,8

FR-4

2,95

Копланарный волновод

2,45 (65,4%)

3,44 (45,6%)

[20]

41,36×51,88×1,6

FR-4

4,2

Несимметричная

микрополосковая линия

1,56 (115%)

2,364 (76,14%)

3,0 (60%)

[21]

80×60×0,2

RO4003

3,38

Копланарный волновод

2,40 (74,58%)

3,0 (59,66%)

3,8 (47,10%)

Предлагаемая в статье

30×40×0,8

FR-4

4,3

Несимметричная

микрополосковая линия

2,45 (76,81%)

2,60 (72,38%)

3,69 (51,00%)

 

Заключение

В статье была рассмотрена низкопрофильная широкополосная микрополосковая антенна на печатной плате с двойным U‑образным пазом. Ее характеристики были получены путем компьютерной симуляции с использованием программного обеспечения для компьютерного моделирования. Трехполосные резонансные режимы можно реализовать путем точного размещения паза на плате. Производительность антенны повышается за счет установки зазора в заземляющий слой.

КСВН предлагаемой антенны на каждой из ее рабочих частот равен единице, что указывает на хорошее согласование антенны по импедансу. Результаты моделирования в целом подтвердили правильность выбранного подхода к разработке и показали, что такая антенна эффективна при использовании в приложениях связи WLAN, LTE и WiMAX.

Литература
  1. A. Balanis. Antenna Theory. Wiley, New York. 1997.
  2.  Drabowitch, A. Papiernik, B. L. Smith. Modern Antennas.//Springer, New York. 2005.
  3. F. Shi, Z. H. Wang, H. Su, and Y. Zhao. A H‑Type Microstrip Slot Antenna in Kuband Using LTCC Technology with Multiple Layer Substrates.//Second International Conference on Mechanic Automation and Control Engineering (MACE), Hohhot. July, 2011.
  4. Ahmed Boutejdar, Ahmed A Ibrahim, Edmund P Burte. A Compact Multiple Band-Notched Planer Antenna with Enhanced Bandwidth Using Parasitic Strip Lumped Capacitors and DGS-Technique.//Indonesian Journal of Electrical Engineering and Computer Science. Vol. 13, № 2. February, 2015.
  5.  Tendolkar, A. Shah, A. Jeyakumar. Study of CPW-Fed Slot Antenna for UWB Application.//International Journal of Innovative Research in Computer and Communication Engineering. Vol. 3, № 4. April, 2015.
  6.  Zhou, X. Quan, Rong Lin Li. A Dual-Broadband MIMO Antenna System for GSM/UMTS/LTE and WLAN Handsets.//IEEE Antennas and Wireless Propagation. Vol. 11. 2012.
  7.  Song, Y.-C. Jiao, G. Zhao, and F.-S. Zhang. Multiband CPW-FED Triangle-Shaped Monopole Antenna for Wireless Applications.//Progress in Electromagnetics Research. 2007.
  8.  Parkash. Design and Development of Coplanar-Waveguide-Fed Microstrip Antenna for Wlan/Wimax Applications.//Progress in Electromagnetics Research. Vol. 17. 2010.
  9. K. Gautam, S. Yadav, B. K. Kanaujia. A CPW-Fed Compact UWB Microstrip Antenna.//IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. Vol. 12. 2013.
  10. Pawan Kumar, Malay Ranjan Tripathy, H. P. Sinha. Wide Band CPW Fed Slotted Microstrip Antenna.//Indonesian Journal of Electrical Engineering and Computer Science. Vol. 15, № 1. July, 2015.
  11. A. Ibrahim, M. A. Abdalla, A. Boutejdar. Hybrid Technique for Dual-Band Notched UWB Monopole Antenna.//Microwaves & RF. Vol. 55, № 6. 2016.
  12. R. Kelly, P. S. Hall, P. Gardner. Band-Notched UWB Antenna Incorporating a Microstrip Open-Loop Resonator.//IEEE Transactions on Antennas and Propagation. Vol. 59, № 8. August, 2011.
  13.  Malik, M. V. Kartikeyan. Stacked equilateral triangular patch antenna with Sierpinski gasket fractal for WLAN applications.//Progress In Electromagnetics Research Letters. Vol. 22. 2011.
  14.  Malik, M. V. Kartikeyan. Metamaterial inspired patch antenna with L‑shape slot loaded ground plane for dual band (WiMAX/WLAN) applications.//Progress in Electromagnetics Research Letters. Vol. 31. 2012.
  15. Hu, Y. Z. Yin, X. Yang, P. Fei. Compact multiresonator-loaded planar antenna for multiband operation.//IEEE Transactions on Antennas and Propagation. Vol. 61, № 5. 2013.
  16. Sana Ahmed, Farooq A. Tahir, A. Shamim, Hammad M. Cheema. A Compact Kapton-based Inkjet Printed Multiband Antenna for Flexible Wireless Devices.//IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. 2015.
  17. Shan Huang, Jun Li, Jian Zhong Zhao. A Novel Compact Planar Triple-Band Monopole Antenna for WLAN/WiMAX Applications.//Progress In Electromag-netics Research Letters. Vol. 50. 2014.
  18. Ahmed A. Ibrahim, Mahmoud A. Abdalla, Ahmed Boutejdar. A Printed Compact Band-Notched Antenna Using Octagonal Radiating Patch and Meander Slot Technique for UWB Applications.//Progress In Electromagnetics Research M. Vol. 54. 2017.
  19. Mohammad Aneesh, Mohd. Gulman Siddiqui, Jamshed Aslam Ansari, Ashish Singh, Km. Kamakshi. Inset Feed Toppled H‑Shaped Microstrip Patch Antenna for PCS/WiMAX Application.//Indonesian Journal of Electrical Engineering and Computer Science. Vol. 1, № 2. 2016.
  20.  Sürmeli, B. Türetken. U‑slot Stacked Patch Antenna Using High and Low Dielectric Constant Material Combinations in S‑band.//IEEE. 2011.
  21. Ahmed Boutejdar, B. Edmund. Novel Microstrip Antenna Aims at UWB Applications.//Microwaves & RF. Vol. 54, № 7. 2015.
  22. A. Abdalla, A. A. Ibrahim, A. Boutejdar. Resonator Switching Techniques for Notched Ultra-wideband Antenna in Wireless Applications.//IET Microwaves, Antennas & Propagation. Vol. 9, № 13. 2015.
  23.  Boutejdar, W Abd Ellatif. A novel compact UWB monopole antenna with enhanced bandwidth using triangular defected microstrip structure and stepped cut technique.//Microwave and Optical Technology Letters. Vol. 58, № 6. 2016.
  24. C. Chong, F. Watanabe, H. Inamura. Potential of UWB Technology for the next Generation Wireless Communications.//IEEE Ninth International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Application. 2006.
  25.  Weigand, G. H. Huff, K. H. Pan, J. T. Bernhard. Analysis and Design of Broad-band Single Layer Rectangular U‑slot Microstrip Patch Antennas.//IEEE Transactions on Antennas and Propagation. Vol. 51, № 3. November, 2003.
  26.  Bhalla, L. Shafai. Resonance Behavior of Single U‑slot Microstrip Patch Antenna.//Microwave and Optical Technology Letters. Vol. 32, № 5. March, 2002.
  27. Sunil Kumar, N. S. Beniwal, D. K. Srivastava. Bandwidth Enhancement by slot loaded Patch Antenna for GPS/WLAN/WiMAX Applications.//International Journal of Advanced Research in Computer and Communication Engineering. Vol. 3, № 1. January, 2014.
  28. A. Ansari, R. B. Ram. Broadband Stacked U‑slot Microstrip Patch Antenna.//Progress In Electromagnetics Research Letters. Vol. 4. 2008.
  29.  Mishra, O. S. Hada. Broadband Microstrip Patch Antenna using Slot.//International Journal of Computer Application (0975–8887). Vol. 108, № 6. December, 2014.
  30. E. M. Ali, K. A. S. Jasim. Design of Broadband Microstrip Patch Antenna for WLAN/WiMAX Applications.//Al-Rafidain Engineering. Vol. 23, № 1. February, 2015.
  31.  Zimu, Z. Hou, Z. Leiming, W. An. A U‑shaped Slot Antenna for WLAN and WiMAX Applications.//Progress in Electromagnetic Research Symposium, China. August, 2014.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *