Миниатюрная трехдиапазонная микрополосковая антенна для WLAN, LTE и WiMAX

В результате постоянно растущего использования беспроводных технологий связи повышается спрос на небольшие эффективные и недорогие антенны, которые используются в целом ряде приложений в области телекоммуникаций, беспроводных локальных сетей (WLAN) и WiMAX. Кроме того, такие широкополосные малогабаритные антенны востребованы в системах сотовой (LTE), спутниковой (Satcom) и космической связи [1]. Такие антенны обладают механической прочностью, способностью принять требуемую форму, малой кросс-поляризационной зависимостью диаграммы направленности, а их производство экономически выгодно.

С этой стороны хорошо зарекомендовали себя в системах беспроводной связи двумерные микрополосковые излучатели, выполненные на печатных платах (microstrip patch antenna — патч-антенна) [2]. Поскольку число используемых беспроводных приложений в рамках одной системы увеличивается, одна и та же антенна должна работать в нескольких полосах частот. Мало того — она может работать одновременно, обеспечивая функционирование сразу нескольких приложений [3]. Так, например, современный сотовый телефон использует три независимых и одновременно функционирующих системы связи — непосредственно канал сотовой связи (3G или 4G) и связь ближнего радиуса действия — Bluetooth и Wi-Fi. В [4–20] рассматриваются разные варианты конструкций антенн, предназначенных для систем беспроводной связи WLAN, LTE и WiMAX.

Как известно, основным недостатком микрополосковых антенн является их узкая полоса пропускания. Максимальная полоса пропускания классических микрополосковых антенн составляет около 8% от центральной рабочей частоты. Для увеличения этой полосы применяется ряд методов [21–27]; большую часть из них разработали авторы предлагаемой статьи.

Так, например, в [28] рассматривается широкополосная усеченная микрополосковая антенна в виде печатной платы с вырезанным U‑образным пазом, благодаря которому обеспечиваются двухдиапазонные широкополосные характеристики. Паз увеличивает полосу пропускания на 33,52%. В [29] анализируется широкополосная высокочастотная микрополосковая патч-антенна. Двухдиапазонная характеристика с большим усилением получена с помощью двойного U‑образного паза. Ширина пропускания такой антенны по импедансу составляет 37%.

В свою очередь, в [30] представлена конструкция широкополосной микрополосковой антенны на печатной плате, которая предназначена для использования в приложениях WLAN и WiMAX. В этой антенне для повышения эффективности сформированы два паразитных элемента в заземляющем слое. В [31] представлена новая двухдиапазонная антенна с двумя U‑образными пазами, благодаря которым обеспечивается работа в двух диапазонах. При этом использование дополнительных двух L‑образных вырезов в заземляющем слое увеличило пропускную способность антенны, которая уже предназначена для приложений WLAN и WiMAX.

Трехдиапазонные антенны

Прототип трехдиапазонной микрополосковой антенны был разработан и изготовлен с использованием двух симметричных U‑образных пазов. Особенность этой антенны заключается в том, что она функционирует в трех полосах частот в сетях WLAN с центральной частотой 2,45 ГГц, в системах сотовой связи LTE на частоте 2,60 ГГц и WiMAX на 3,69 ГГц. У этой антенны с достаточно малым коэффициентом стоячей волны по напряжению (КСВН) — хорошая диаграмма направленности. КСВН является мерой того, насколько хорошо согласованы импеданс антенны и фидера (кабеля), соединяющего антенну непосредственно с приемо-передающей системой. У идеально согласованной антенны КСВН равен единице. Моделирование антенны проводилось с помощью программного обеспечения компании CST (Computer Simulation Technology).

Предлагаемая антенна выполнена в виде прямоугольного патча. В качестве подложки применяется широко распространенный материал — стеклотекстолит марки FR4, у которого в интересующей нас области частот относительная диэлектрическая проницаемость εr = 4,3. Размеры антенны составляют 30×40×0,8 мм [3]. Такая антенна легко и просто запитывается с помощью несимметричной микрополосковой линии с волновым сопротивлением 50 Ом. На верхней поверхности подложки антенны имеется токопроводящая прямоугольная излучающая поверхность с U‑образными пазами. Для увеличения полосы пропускания и создания дополнительной большей, чем в [18], щели, расположение, толщина и длина двойного U‑образного паза не менялись. На рис. 1 показана конфигурация предлагаемой антенны, а в табл. 1 приведены значения ее физических параметров.

Рис. 1. Внешний вид предлагаемой многодиапазонной антенны для систем беспроводной связи: вид сверху (а) и вид снизу (б)

Чтобы понять поведение антенны, имеющей полосно-заграждающую характеристику, было проведено моделирование распределения тока в антенне на каждой из ее резонансных частот. Результаты моделирования показаны на рис. 2. Распределение тока на частоте 2,45 ГГц представлено на рис. 2а, на частоте 2,6 ГГц — на рис. 2б, а на частоте 3,69 ГГц — на рис. 2в.

Рис. 2. Распределение токов в предлагаемой многодиапазонной антенне показаны для частот 2,45 ГГц (а), 2,60 ГГц (б) и 3,69 ГГц (в)

Как видно из рис. 2а, ток для частоты возбуждения антенны сигналом 2,45 ГГц в основном сосредоточен в зазоре между двумя U‑образными пазами непосредственно над линией ее запитки. При частоте 2,60 ГГц (рис. 2б) видно, что ток в основном сосредоточен в зазоре между двумя U‑образными пазами в верхней части и вокруг нижней части U‑образного паза. В случае использования частоты 3,69 ГГц (рис. 2в) ток концентрируется в верхнем и нижнем промежутках между двумя U‑образными пазами.

На рис. 3 показан результат моделирования обратных потерь сигнала (согласно терминологии ГОСТ Р 52023–2003, это затухание несогласованности) предложенной антенны для разных значений параметра g, который представляет собой ширину зазора между пазами с обратной стороны антенны. Как выяснилось, ширина этого зазора, введенного в заземляющий слой, влияет на каждую из резонансных частот 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц и может увеличивать или уменьшать значение коэффициента отражения S11 в дБ. Вариация физических размеров зазора g может также вызвать смещение резонансной частоты для полосы 3,69 ГГц, как видно из рис. 3.

Рис. 3. Обратные потери предложенной антенны в зависимости от значений ширины зазора g, полученные путем компьютерного моделирования

На рис. 4 представлены смоделированные обратные потери предлагаемой антенны для разных значений параметра W1. Показано, что длина W1 влияет на резонансную частоту 2,60 ГГц, тогда как на резонансной частоте 2,45 ГГц влияние этого параметра несущественно, что полностью согласуется с распределением тока, показанным на рис. 2б.

Рис. 4. Обратные потери предложенной антенны в зависимости от длины W1, полученные путем компьютерного моделирования

На рис. 5 представлены обратные потери антенны, полученные методом компьютерного моделирования, для разных значениях W2. Очевидно, что длина W2 влияет на резонансную частоту в области 2,45 ГГц, тогда как на частоте 2,60 ГГц ее влияние несущественно, что полностью согласуется с распределением тока, показанным на рис. 2а.

Рис. 5. Обратные потери предложенной антенны в зависимости от длины W2, полученные путем компьютерного моделирования

Влияние зазора

Чтобы улучшить работу антенны, в заземляющий слой был введен зазор (рис. 1a). Его влияние на обратные потери предложенной антенны показано на рис. 6, а ее характеристики без этого зазора и с ним представлены в табл. 2.

Рис. 6. Результат компьютерного моделирования уровня обратных потерь предложенной антенны с зазором (который повышает характеристики антенны) и без него

Как видно из приведенных результатов моделирования зазор оказывает положительное влияние на уровень обратных потерь на всех рабочих частотах.

На рис. 7 показаны результаты моделирования характеристики S11 предлагаемой антенны в зависимости от частоты. У антенны — три разные полосы с центральными частотами 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц, соответственно. Обратные потери определяют точность согласования импеданса антенны, что показывает, насколько эффективно антенна передает или принимает электромагнитную энергию в заданной полосе частот.

Рис. 7. Результат компьютерного моделирования зависимости параметра S11 предложенной антенны от частоты

На рис. 8 показана прогнозируемая полоса пропускания рассматриваемой антенны. Относительная ширина полосы частот (fractional bandwidth, FBW) представляет собой отношение разности верхней и нижней рабочих частот к центральной частоте полосы пропускания, умноженной на 100% [19].

Рис. 8. График, описывающий ширину полосы частот предлагаемой антенны с тройным резонансом

Полоса пропускания (BW) антенны определяется как разность частот 4,0531–2,1711 ГГц = 1,882 ГГц. Таким образом, относительная ширина полосы частот для центральной частоты 2,45 ГГц находится как BW/2,45 = (1,882/2,45)•100% = 76,81%. Относительная ширина полосы для центральной частоты 2,60 ГГц определяется как BW/2,60 = (1,882/2,60)•100% = 72,38%, а для 3,69 ГГц как BW/3,69 = (1,882/3,69)•100% = 51,00%.

На рис. 9 показана зависимость КСВН предлагаемой антенны. Как видно из графика на рис. 4, КСВН равен единице в каждой полосе рабочей частоты. Таким образом, предлагаемая антенна имеет хорошее согласование по импедансу.

Рис. 9. Результат компьютерного моделирования зависимости КСВН антенны предлагаемой конструкции показывает ее хорошее согласование по импедансу на всех трех рабочих частотах

На завершающем этапе исследований была смоделирована диаграмма направленности предложенной антенны. На рис. 10 показаны полученные диаграммы направленности антенны в плоскости Е (электрического вектора) и плоскости Н (магнитного вектора) на всех трех рабочих частотах — 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц.

Из рис. 10 видно, что антенна имеет двунаправленную диаграмму направленности в E‑ и в H‑плоскостях. Полученная диаграмма на частотах 2,45; 2,60 и 3,69 ГГц дает усиление, выраженное в изотропных децибелах — 2,45; 2,55 и 4,24 dBi, соответственно. У антенны — достаточный коэффициент усиления и стабильная диаграмма направленности излучения на всех трех центральных частотах, что делает предлагаемую антенну предпочтительной для использования в разных системах беспроводной связи.

Рис. 10. Результаты компьютерного моделирования диаграммы направленности излучения антенны предлагаемой конструкции
в E- и H-плоскостях на частотах 2,45 ГГц (а), 2,60 ГГц (б) и 3,69 ГГц (в)

В табл. 3 сравнивается предлагаемая антенна с несколькими другими, упомянутыми в начале настоящей статьи решениями, которые аналогичны или близки по размерам, относительной диэлектрической проницаемости подложки, полосе пропускания и центральной рабочей частоте.

Заключение

В статье была рассмотрена низкопрофильная широкополосная микрополосковая антенна на печатной плате с двойным U‑образным пазом. Ее характеристики были получены путем компьютерной симуляции с использованием программного обеспечения для компьютерного моделирования. Трехполосные резонансные режимы можно реализовать путем точного размещения паза на плате. Производительность антенны повышается за счет установки зазора в заземляющий слой.

КСВН предлагаемой антенны на каждой из ее рабочих частот равен единице, что указывает на хорошее согласование антенны по импедансу. Результаты моделирования в целом подтвердили правильность выбранного подхода к разработке и показали, что такая антенна эффективна при использовании в приложениях связи WLAN, LTE и WiMAX.