Усилитель мощности K-диапазона с высокой линейностью и превосходной температурной стабильностью на 90-нм КНИ КМОП-структуре с подложкой trap-rich

В последние годы микроволновые монолитные интегральные схемы (СВЧ МИС — интегральная схема, изготовленная по твердотельной технологии и предназначенная для работы на сверхвысоких частотах) для автомобильных радаров, работающих на частоте 24 ГГц, и приложений связи 5G K‑диапазона, в связи с развитием рынка этих приложений привлекли всеобщее внимание. K‑диапазон — это диапазон частот сантиметровых длин волн, ранее используемых в основном для радиолокации, а также для нужд спутниковой радиосвязи. По определению IEEE, этот диапазон относится к 18–26,5 ГГц электромагнитного спектра.

Ранее типичные СВЧ МИС К‑диапазона, как правило, изготавливались по относительно дорогим технологиям, таким как SiGe BiCMOS, технологии изготовления интегральных микросхем с использованием биполярных и КМОП-транзисторов на одном кристалле, и технологии арсенида галлия с высокой подвижностью электронов — GaAs pHEMT [1–3]. Но сегодня благодаря постоянно улучшающимся частотным свойствам и хорошей повторяемостью МОП-транзисторов современные СВЧ МИС, основанные на КМОП-технологиях, уже могут удовлетворить требования по стоимости и интеграции для высокочастотных электронных систем [4–7]. Однако УМ K‑диапазона в виде КМОП ИС, изготовленные по технологии с монолитной подложкой, могут столкнуться с серьезным ухудшением характеристик в условиях высоких температур — например, при расположении вблизи двигателей автомобилей, что и подтверждено в [5].

Не менее важным требованием для приложений 5G в K‑диапазоне является линейность УМ, но ее также довольно сложно достичь для КМОП ИС с монолитной подложкой [6]. Однако имеется еще одна технология — формирование КНИ КМОП-структур [9], которая используется при производстве ИС для приложений, требующих высоких рабочих температур. КНИ — это кремний-на-изоляторе, особенность данной технологии заключатся в том, что изготовленные по ней транзисторы имеют полную диэлектрическую изоляцию n‑ и p‑карманов, ввиду чего отсутствуют паразитные n‑p‑n‑p‑структуры, а значит, исключено тиристорное защелкивание, свойственное, например, объемной КМОП-технологии. Кроме того, КНИ-технология может обеспечить более высокие рабочие частоты и лучшую линейность транзисторов и позволяет формировать пассивные компоненты с меньшими потерями, чем КМОП с объемной монолитной подложкой. Именно по этой причине технология КНИ КМОП стала привлекательным экономичным выбором для требовательных к техническим характеристикам приложений K‑диапазона, в том числе и радиационно стойких.

В настоящей статье рассматривается использование в усилителе мощности K‑диапазона многоуровневого полевого транзистора с высокой линейностью и превосходной температурной стабильностью, выполненного на основе технологии КНИ КМОП на подложке trap-rich. Trap-rich — это богатый ловушками слой на подложках с высоким удельным сопротивлением. Он состоит из сильно дефектного слоя поликремния, расположенного непосредственно под скрытым оксидом. Частота среза такого КНИ МОП-транзистора с N‑каналом превышает 90 ГГц. В каскаде возбуждения (предусилителе) УМ предусмотрен каскад с общим истоком, а для выходного каскада выбрана архитектура с двумя полевыми транзисторами в последовательном (stacked) каскодном включении. Измерения, проведенные для режима малых и больших сигналов, подтверждают высокую линейность такого усилителя, а температурная стабильность его характеристик сохраняется в диапазоне рабочих температур –40…+125 °C.

Схемотехническое решение УМ

Архитектура с последовательно включенными полевыми транзисторами

УМ в этой работе спроектирован для обеспечения высокой линейности при высокой температурной стабильности и выполнен, как уже было сказано, на основе технологии КНИ КМОП на подложке trap-rich. На рис. 1 показана полная схема несимметричной двухкаскадной архитектуры, включая предусилитель (драйвер) и выходной каскад. Каждый МОП-транзистор усилителя работает в линейном режиме усилителя класса А.

Рис. 1. Двухкаскадный однотактный СВЧ-усилитель мощности

Как правило, выходная мощность УМ, изготовленного по классической КМОП-технологии, ограничена в основном относительно низким рабочим напряжением транзисторов. Однако каскодная конфигурация из-за последовательного включения полевых транзисторов распределяет полный размах напряжения поровну на каждый МОП-транзистор. Теоретически архитектура k последовательных транзисторов МОП-транзисторов может выдерживать напряжение пробоя в k раз, повышая выходную мощность и увеличивая надежность УМ. Наиболее важным аспектом этого решения является сопротивление нагрузки на стоке для каждого полевого МОП-транзистора. По этой причине к затвору полевого МОП-транзистора M3, включенного по схеме с общим затвором, параллельно, для настройки импеданса нагрузки на стоке транзистора M2, и управления распределением напряжения напряжением сток-исток транзисторов M2 и M3, подключается конденсатор небольшой емкости на уровне сотни фемтофарад.

Проектирование копланарных волноводных линий передачи и индуктивностей

Индуктивности и линейные структуры в виде компланарных волноводных линий передачи обычно имеют высокие потери, вызванные подложкой. Это связано с относительно высокой проводимостью подложки, характерной для КМОП ИС с монолитной подложкой. В этой работе низкие диэлектрические потери и низкие перекрестные помехи в каскадах УМ обеспечивает высокоомная подложка trap-rich с ее большим количеством ловушек. Входная и межкаскадная согласующая схема спроектированы с использованием копланарных волноводных линий передачи, а высокодобротные многовитковые ВЧ-дроссели выполнены медными проводниками в двухслойной структуре межсоединений. Эти индуктивности могут быть также реализованы с помощью копланарных волноводных линий, однако размеры такого решения приводят к значительно большей площади кристалла.

Как известно, в размере менее 100 нм, реализованном по КМОП-технологии, требования к конструкции (в том числе и к компоновке элементов) радиочастотных интегральных схем весьма строги. Даже небольшие участки металлизации, называемые структурами заполнения (Dummy Filling Features), которые используются для регулировки плотности металла и подавления изменения толщины межсоединений, могут влиять на электрические характеристики применяемых в высокочастотных ИС линий передачи и дросселей, в особенности в ИС миллиметрового диапазона волн [8]. Следовательно, выбор структур заполнения следует тщательно продумать. Как показано на рис. 2, структуры заполнения под копланарными волноводами были удалены, чтобы минимизировать их воздействие на пассивные микроволновые компоненты.

Рис. 2. Копланарный волновод без структур заполнения под сигнальной линией

Размеры МОП-транзисторов выходного каскада и стабильность УМ

Для расчета максимально высокой выходной мощности сопротивления нагрузки Ropt используется метод нагруженной линии. В рассматриваемом схемотехническом решении были не только тщательно взвешены все компромиссы для достижения оптимального значения выходной мощности Ropt, но и продуманы размеры МОП-транзисторов выходного каскада. Как правило, МОП-транзистор большего размера может обеспечить более высокую выходную мощность и работать на меньшее значение Ropt. Однако МОП-транзистор большого размера (с большой периферией затвора — long gate periphery) обычно проектируется с параллельными структурами секций, или «пальцев» затвора (gate fingers), которые способны привести к чрезвычайно малому входному импедансу, что затрудняет проектирование широкополосной входной согласующей сети. В конструкции предлагаемого УМ размер МОП-транзистора выходного каскада составляет лишь 3,125 мкм, а чтобы минимизировать влияние последовательного сопротивления затвора, он имеет всего 32 «пальца».

Согласно результатам моделирования, наибольшее напряжение сток-исток для транзисторов M2 и M3 составляет около 2,4 В. Максимальный ток стока достигает примерно 80 мА, а напряжение изгиба вольтамперной характеристики для транзисторов M2 и M3 — около 0,3 В. Такими образом для одного МОП-транзистора мы имеем:

Здесь, если говорить в целом, выходная мощность Pout оценена эмпирически. Для архитектуры с двумя каскадно-включенными транзисторами дополнительное усиление мощности на 3 дБ может удвоить выходную мощность до 16,2 дБм, что является подходящим значением для беспроводной связи «точка-точка», разрешенной FCC (Federal Communications Commission — Федеральная комиссия по связи США). Полоса частот 22–29 ГГц также была открыта FCC для радаров малого радиуса действия. Однако в этом приложении по сравнению с высокой выходной мощностью более актуальной представляется ширина полосы пропускания.

Импеданс нагрузки Z2 на стоке транзистора M3 настроен на 2Ropt, что составляет 52,5 Ом и находится довольно близко к стандартному волновому сопротивлению 50 Ом. Следовательно, выходная согласующая схема не требуется, а площадь размещения схемы уменьшается. Импеданс Z1 на стоке транзистора M2 настроен на Ropt, который составляет 26,25 Ом. Смоделированные в диапазоне 20–30 ГГц действительная и мнимая части импеданса Z1 (рис. 3) показывают, что этот импеданс с конденсатором 160 фФ, подключенным к затвору транзистора M3, оптимизирован примерно до 26 Ом.

Рис. 3. Моделирование значения импеданса Z1 в зависимости от частоты

Резисторы с небольшим сопротивлением, подключенные к затворам транзисторов M1 и M2, используются для подачи напряжения смещения и повышения стабильности схемы УМ. Кроме того, чтобы минимизировать влияние соединительных линий питания, к каждой смещающей контактной площадке подключены развязывающие MIM-конденсаторы емкостью 2 пФ, что также способствует стабильности. Конденсаторы MIM (металл-изолятор-металл) являются интегральными конденсаторами типа металл-металл. В конденсаторах MIM металлические пластины уложены друг на друга и разделены тонким слоем оксида кремния.

Для оценки стабильности УМ использовался инвариантный коэффициент устойчивости K, введенный Роллеттом [10]. Моделирование показало, что он превышает единицу для всех частот от 0 Гц (напряжения постоянного тока) вплоть до 30 ГГц. Это подтверждает и моделирование переходных процессов для каждого МОП-транзистора выходного каскада при высокой выходной мощности. Также определено, что при высоком уровне возбуждения каждый из транзисторов каскодной пары имеет одинаковое напряжение сток-исток.

Результаты измерений

На рис. 4 показана печатная плата УМ и микрофотография его базовой СВЧ МИС. Площадь всего кристалла МИС составляет 0,9×0,7 мм, включая контактные площадки. Плата обеспечивает смещение постоянного тока для УМ с конденсаторами емкостью 1 и 10 мкФ, включенными параллельно. Питание Vd1 каскада предусилителя, выполняющего роль драйвера выходного каскада, составляет 1,2 В, а Vd2 выходного каскада — 2,4 В. Для измерения непосредственно на кристалле использовались микрозонды GSG (Ground-Signal-Infiniti Ground — «земля»-сигнал-бесконечная «земля»). При этом каких-либо паразитных колебаний ни в одной из точек предусилителя или в точке подключения индуктивности не наблюдалось, что соответствует результатам моделирования и расчетам устойчивости.

Рис. 4. Печатная плата УМ и СВЧ МИС

Измерения в режиме слабого сигнала проводились с помощью векторного анализатора цепей Keysight E5247 (рис. 5a). Входной порт схемы рассчитан на сопротивление 50 Ом на частоте 24 ГГц. Полоса пропускания по уровню –3 дБ составляет примерно 6 ГГц и находится в диапазоне 21,1–27,1 ГГц, а пиковое усиление 14,6 дБ достигается на частоте 23,5 ГГц. Что касается величины возвратных потерь, выраженной через S11, то потери в диапазоне 22–25,4 ГГц находятся ниже –10 дБ с S22 (коэффициент отражения по выходу) около –5 дБ, причем акцентируем внимание еще раз — без выходной согласующей цепи. Обратный коэффициент передачи S12 УМ в диапазоне 20–30 ГГц распсположен ниже –38 дБ, что указывает на высокий уровень развязки между выходом и входом усилителя на кристалле СВЧ МИС.

Рис. 5. Характеристики УМ в режиме:
а) малого сигналов
б) большого сигналов

Что касается измерений в режиме больших сигналов (рис. 5б), они показывают выходную мощность, коэффициент усиления по мощности и PAE (Power-Added Efficiency). PAE, по сути, отражает энергоэффективность усилителя. В отличие от традиционного КПД этот параметр учитывает не только выходную и потребляемую мощность, но и входную мощность, поданную на усилитель. УМ в режиме насыщения по выходу может выдавать в нагрузку 14,2 дБм мощности с OP1dB, равной 10,5 дБм на частоте 23,5 ГГц. Из-за наличия неучтенных паразитных эффектов измеренная максимальная выходная мощность оказалась немного ниже расчетной, однако максимальное значение PAE составило 23,5%.

Линейность подтверждают измерения, проводимые классическим методом двухтонового сигнала. Для этого используются синусоидальные сигналы частотой 23,5 и 23,52 ГГц, полученные от аналоговых генераторов. Сигналы объединяются с помощью сумматора мощности в виде Т‑моста, а выходной сигнал оценивается анализатором сигналов. На рис. 6 показан график, описывающий линейность УМ и измеренное значение OIP3 (как точка пересечения интермодуляции третьего порядка по выходу), равное 28,4 дБм. Полученный результат на 14,4 дБ выше, чем сообщалось ранее в [6] для УМ, выполненных по объемной КМОП-технологии. Из этого следует, что с использованием КНИ КМОП-технологии в сочетании с богатой ловушками и высоким удельным сопротивлением подложкой trap-rich возможно обеспечить и более высокие рабочие частоты, и лучшую линейность УМ даже в таком высокочастотном диапазоне.

Рис. 6. Двухтоновые измерения УМ и вычисленное значение OIP3

Определение радиочастотных характеристик при различных температурах выполнялись в полуавтоматической камере для высокотемпературных и низкотемпературных измерений. Результаты измерений представлены на рис. 7. Выходная мощность, усиление и максимальное PAE для УМ при температуре –40 °C составляют 15,4 дБм, 16,7 дБ и 30,2% соответственно. Небольшое ухудшение высокочастотных характеристик наблюдается при +125 °C, но МИС по-прежнему может обеспечивать максимальное усиление 11,5 дБ, выходную мощность 12,6 дБм и пиковое значение PAE, равное 18,3%.

Рис. 7. Графики зависимости выходной мощности УМ, коэффициента усиления и PAE от температуры

Согласно данным, приведенным в [5], при +80 °C усиление СВЧ МИС, изготовленных по объемной КМОП-технологии, демонстрируют по сравнению с комнатной температурой ухудшение на 7,7 дБ. Однако предлагаемый усилитель мощности, разработанный с помощью КНИ КМОП-технологии, в сочетании с богатой ловушками и высоким удельным сопротивлением подложкой trap-rich может обеспечить превосходные температурные характеристики без каких-либо схем температурной компенсации. Такое поведение УМ весьма важно для приложений автомобильной электроники, где охлаждение экономически нецелесообразно или попросту конструктивно невозможно.

Заключение

В рассмотренном в статье усилителе мощности в виде СВЧ МИС К‑диапазона, выполненного по 90‑нм КНИ КМОП-технологии, используется каскодное включение в сочетании с богатой ловушками и с высоким удельным сопротивлением подложкой trap-rich СВЧ-транзисторов. Транзисторы реализованы по двухуровневой архитектуре и отличаются превосходной температурной стабильностью и хорошей линейностью. Для повышения выходной мощности и улучшения PAE в схеме для согласования предусмотрены копланарные волноводы с низкими потерями и интегральные многовитковые дроссели. Кроме того, для минимизации паразитного влияния в нижнем слое под сигнальным проводником волноводов удалены структуры заполнения, а для исключения согласования по выходу и уменьшения общей площади кристалла оптимизированы размеры МОП-транзисторов, образующих каскодный выходной каскад УМ.