28- и 38-ГГц MMIC-генераторы на основе топологии Колпитца с малым фазовым шумом, высокой выходной мощностью и КПД

№ 2’2021
PDF версия
В статье приведено описание схем MMIC-генераторов с частотой 28 и 38 ГГц на основе топологии Колпитца, модифицированной для высокочастотных систем с использованием 0,15 мкм GaAs pHEMT. Высокий уровень КПД во многом обеспечен благодаря оптимизации Т образного участка схемы на стороне нагрузки и высокому уровню согласования выходного сигнала. Выходная мощность у разработанного 28 ГГц генератора составила 16,7 дБмВт при КПД преобразования DC/RF 24,3%, а у 38 ГГц генератора — 10,6 дБмВт при КПД 10,3%. Фазовый шум при смещении 1 МГц составил –115,8 дБн/Гц у 28 ГГц генератора и –110,4 дБн/Гц — у 38 ГГц прибора.

Генераторы, работающие в миллиметровом диапазоне волн (mmWave) с низким уровнем фазового шума, малым значением рассеиваемой мощности и достаточной выходной мощностью, являются важными элементами систем беспроводной связи. Традиционно в таких генераторах используются биполярные транзисторы с гетеропереходом (HBT), т. к. у них меньше уровень 1/f‑шума, чем у транзисторов с высокой подвижностью электронов (HEMT) [1]. Генераторы, построенные на базе GaAs или SiGe HBT, неплохо зарекомендовали себя в Ka- и K‑диапазонах [2–3], однако их недостатком является высокая потребляемая мощность, или наоборот — недостаточная мощность на выходе. В то же время использование HEMT обеспечивает большую выходную мощность генератора при работе на высоких частотах [4], что было показано на примере нескольких MMIC на основе HEMT при работе в Ka-диапазоне [5–7]. В свою очередь, псевдоморфные HEMT с индуцированным каналом (E‑mode PHEMT) прекрасно подходят для использования в современных системах беспроводной связи за счет работы от одной шины питания и низкого напряжения насыщения [8].

В этой статье мы рассмотрим конструкцию и основные характеристики схем двух генераторов, работающих в Ka-диапазоне, созданных на основе 0,15 мкм GaAs PHEMT (E‑mode). Использование этих схем позволяет повысить КПД преобразования DC/RF, а также снизить уровень фазового шума. При разработке использовалась модифицированная топология Колпитца и Т‑образная согласующая цепь на выходе. Результатом разработки стали генераторы, работающие на частотах 28 и 38 ГГц с выходной мощностью 16,7 и 10,6 дБмВт и КПД преобразования DC/RF 24,3 и 10,3%, соответственно. Модифицированная топология Колпитца обеспечивает высокую частоту работы генераторов и низкое напряжение смещения затвора транзисторов, не влияя на процесс запуска, что, в свою очередь, дает низкий уровень 1/f‑шума и, как следствие, уменьшает фазовый шум генератора. Измеренный фазовый шум при смещении 1 МГц составил –115,8 дБн/Гц у 28‑ГГц решения и –110,4 дБн/Гц у 38‑ГГц генератора.

 

Разработка схемы MMIC-генератора

Схема генераторов была разработана на основе 0,15‑мкм GaAs PHEMT с индуцированным каналом от компании Semiconductors Corporation. Используемые PHEMT (E‑mode) продемонстрировали максимальную частоту переключения fMAX на уровне 150 ГГц и граничную частоту fT (при которой коэффициент усиления по току падает ниже единицы) на уровне 80 ГГц при максимальном смещении по постоянному току, соответствующему крутизне характеристики ~1000 мСм/мм. Пороговое напряжение транзисторов составляет ~0,25 В. Помимо транзисторов, генератор, выполненный в формате микроволновой монолитной интегральной схемы (MMIC) с использованием технологии микрополосковых линий передачи, включает в себя тонкопленочные резисторы, индуктивности и MIM-конденсаторы (металл–изолятор–металл).

Как уже упоминалось, при разработке генераторов использовалась топология Колпитца (рис. 1). Индуктивности LG и LS были реализованы при помощи отрезков микрополосковых линий менее λ/4, а емкость C1 была создана с использованием открытой линии, или MIM-конденсатора. В традиционной схеме низкочастотного генератора Колпитца (рис. 2a) резонатор состоит из C1 и LG. Для разрабатываемых высокочастотных генераторов с целью улучшения характеристик в схему была введена дополнительная индуктивность LS (рис. 2б). Далее для простоты изложения мы будем обозначать внутреннюю емкость затвор–исток транзистора CGS как C2.

Генератор Колпитца

Рис. 1. Генератор Колпитца

традиционная схема генератора Колпитца

Рис. 2.
а) традиционная схема генератора Колпитца;
б) модифицированная схема

Для определения уровня влияния индуктивности LS мы анализировали схему на рис. 2 с помощью идеальной модели слабых сигналов (рис. 3).

Модели слабых сигналов

Рис. 3. Модели слабых сигналов для:
а) низкочастотной;
б) высокочастотной схем

Входное сопротивление модели на рис. 3а определяется как:

Формула

где отрицательная действительная часть ZIN соответствует отрицательному сопротивлению. Как видно из уравнения, значение отрицательного сопротивления уменьшается при увеличении частоты работы генератора.

Входное сопротивление для модели из рисунка 3б можно определить как:

Формула

В миллиметровом диапазоне волн 4π2f2C1C2 > 4π2f2C1C2 – C2/LS > 0; следовательно, при включении LS в цепь отрицательное сопротивление увеличивается с ростом частоты работы генератора, что улучшает его характеристики в момент запуска и повышает эффективность схемы. Согласно уравнениям (1–2), мнимая часть ZIN является емкостным реактивным сопротивлением. Для создания колебаний индуктивность LG на затворе транзистора соединяется с противоположным реактивным сопротивлением PHEMT.

Ширина затвора HEMT составила 2×100 мкм и 2×50 мкм для решений 28 и 38 ГГц, соответственно. Напряжение сток–исток (VDS) и пороговое напряжение (VGS) в момент смещения были равны 4 и 0,45 В. Поскольку добавленная в схему индуктивность увеличивает отрицательное сопротивление, смещение может происходить при более низком напряжении затвора и токе сток–исток транзистора, не влияя на работу генератора. В результате повышается КПД схемы, уменьшается уровень шума на затворе и 1/f‑шума, что, в свою очередь, ослабляет фазовый шум генератора [9].

Выходной участок схемы также был оптимизирован для повышения уровня выдаваемой мощности и эффективности DC/RF-преобразования. Теоретически, максимальная выходная мощность достигается при полной компенсации реактивной составляющей. С этой целью для компенсации емкостного выходного реактивного сопротивления использовалась индуктивная нагрузка. Вместо линии передачи λ/4, выступающей в роли индуктивности на питающей шине, использовалась микрополосковая линия LD2 короче λ/4 (рис. 1). Т‑образный участок схемы LD1‑D3 служит для согласования выходного сигнала на стороне нагрузки, что обеспечивает более высокую выходную мощность и эффективность преобразования. В результате была получена упрощенная схема с высоким уровнем согласования сигнала на выходе.

Разработанная схема была смоделирована и проанализирована в программе Advanced Design System компании Keysight. В первую очередь, был выполнен анализ схемы с использованием модели слабого сигнала для определения частоты колебаний. Затем был проведен анализ методом гармонического баланса, а также анализ переходных процессов для определения выходной мощности. Последним этапом схема была смоделирована и оптимизирована при помощи планарного электромагнитного симулятора Momentum 2.5D. Согласно результатам анализа, схема генератора, рассчитанного на работу на частоте 28 ГГц, выдает мощность = 17,9 дБмВт при КПД = 29%, а выходная мощность 38‑ГГц генератора составляет 12,4 дБмВт при КПД = 17%.

 

Результаты тестирования

На рис. 4 показаны 28‑и 38‑ГГц MMIC-генераторы, построенные на основе представленной схемы. Размеры этих MMIC составляют 750×760 мкм и 740×640 мкм, соответственно, включая контактные площадки DC и RF.

MMIC-генераторы

Рис. 4. MMIC-генераторы на:
а) 28 ГГц;
б) 38 ГГц

MMIC-генераторы были протестированы при комнатной температуре при помощи анализатора сигналов Keysight N9030A PXA. Для измерения частоты 28‑ГГц генератора к нему дополнительно был подключен аттенюатор на 6 дБ для защиты анализатора от высокой выходной мощности. В измерении частоты 38‑ГГц генератора аттенюатор не использовался. Общие потери в кабеле и щупах составили 3,3 дБ у 28‑ГГц генератора и 3 дБ — у 38‑ГГц. При измерении для 28‑ и 38‑ГГц решений применялись разные кабели, что объясняет меньший уровень потерь при тестировании 38‑ГГц генератора. Измеренные значения выходной мощности были скорректированы с учетом потерь в аттенюаторе, щупах и кабелях на 9,3 и 3 дБ, соответственно.

На рис. 5 показаны результаты замера спектра выходного сигнала генераторов при стандартной нагрузке 50 Ом. Выходная мощность 28 ГГц генератора составила 7,4 дБм, что соответствует фактической выходной мощности 16,7 дБм с учетом потерь в аттенюаторе, кабеле и щупе. У генератора на 38 ГГц выходная мощность составила 7,6 дБм. Это значит, что ее фактическое значение равно 10,6 дБм. Уровень рассеиваемой мощности генераторов составил 192 и 112 мВт, что соответствует значению КПД 24,3 и 10,3%. Результаты измерений уровня фазового шума при смещении 1 МГц показали –115,8 дБн/Гц у 28‑ГГц генератора и –110,4 дБн/Гц e 38‑ГГц прибора (рис. 6).

Спектр выходного сигнала генераторов

Рис. 5. Спектр выходного сигнала генераторов на:
а) 28 ГГц;
б) 38 ГГц

Результаты замера фазового шума генераторов

Рис. 6. Результаты замера фазового шума генераторов на:
а) 28 ГГц;
б) 38 ГГц

Как правило, качество работы генератора оценивается его уровнем добротности (figure of merit, FOM), которая рассчитывается по формуле [10]:

Формула

где L(∆f) — фазовый шум на частоте смещения ∆f; f0 — частота генератора; P — рассеиваемая мощность.

Рассчитанные значения FOM генераторов на 28 и 38 ГГц при частоте смещения 1 МГц составили: –181,9 и –181,7 дБн/Гц, соответственно.

 

Заключение

У MMIC-генераторов на основе 15‑мкм GaAs PHEMT (E‑mode), предназначенных для работы в миллиметровом диапазоне, — высокий уровень КПД и малый фазовый шум при мощности выходного сигнала, достаточной для управления смесителем без использования буферного усилителя. Полученные КПД и уровень шума на сегодняшний день являются очень высокими для ВЧ-генераторов, построенных на основе GaAs-переключателей. В таблице приведены характеристики нескольких генераторов на основе GaAs в сравнении с разработанным решением. Результаты, достигнутые с использованием созданной схемы, отчетливо демонстрируют потенциал применения GaAs PHEMT для построения высокопроизводительных генераторов, работающих в mmWave-диапазоне и применяемых в системах беспроводной связи.

Таблица. Сравнение характеристик генераторов на основе GaAs

Источник

Технология

Частота работы, ГГц

Выходная мощность, дБм

Фазовый шум при 1 МГц, дБн/Гц

КПД, %

Добротность (FOM)

5

0,15 мкм PHEMT

27,6

1,9

–109

1,5

–182,7

6

0,15 мкм PHEMT

33,5

11

–88

2,1

–150,7

7

0,2 мкм PHEMT

28,3

0,3

–98,5

7,1

–176,7

11

0,15 мкм PHEMT

24

21

–106,3

19

–166,3

12

2 мкм HBT

39

0

–103,8

1,2

–176

предлагаемое решение

0,15 мкм PHEMT

27,9

16,7

–115,8

24,3

–181,9

предлагаемое решение

0,15 мкм PHEMT

37,9

10,6

–110,4

10,3

–181,7

Литература
  1.  Zou, K. Ma and K. S. Yeo. A Low Phase Noise and Wide Tuning Range Millimeter-Wave VCO Using Switchable Coupled VCO-Cores. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, Vol. 62, № 2, February 2015.
  2.  Padovan, M. Tiebout, K. L. R. Mertens, A. Bevilacqua, A. Neviani. Design of Low-Noise K‑Band SiGe Bipolar VCOs: Theory and Implementation. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, Vol. 62, № 2, February 2015.
  3.  Kurdoghlian, M. Sokolich, M. Case, Miro Micovic, S. Thomas III, C. H. Fields. 38 GHz Low Phase Noise CPW Monolithic VCO’s Implemented in Manufacturable AlInAs/InGaAs HBT IC Technology. IEEE GaAs Integrated Circuits Symposium Digest, November 2000.
  4.  P. S. Khanna. State of the Art in Microwave VCOs. Microwave Journal, Vol. 46, № 10, May 2015.
  5.  K. Huang, Y. A. Liu, C. M. Wang, Y. M. Hsin, C. Y. Liu, T. J. Yeh. Flip-Chip Assembled GaAs pHEMT Ka-Band Oscillator. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 17, № 1, January 2007.
  6.  Lee, S. Lee, J. Choi, J. So, Y. Kwon. Ka-Band VCO with Parasitic Capacitance Cancelling Technique. Electronics Letters, Vol. 53, № 1, January 2017.
  7.  Chen, K. Mouthaan, F. Lin. Design of X‑Band and Ka-Band Colpitts Oscillators Using a Parasitic Cancellation Technique. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, Vol. 57, № 8, August 2010.
  8.  H. Chu, E. Y. Chang, S. H. Chen, Y. C. Lien, C. Y. Chang. 2 V‑operated InGaP-AlGaAs-InGaAs Enhancement-Mode Pseudomorphic HEMT. IEEE Electron Device Letters, Vol. 26, № 2, February 2005.
  9.  A.W Markus. Low-Frequency Noise in Modern Semiconductor Transistors. PhD Thesis, Eindhoven, 1997.
  10.  Y. Chang, Y. S. Wu, Y. C. Wang. A 38 Percent Tuning Bandwidth Low Phase Noise Differential Voltage Controlled Oscillator Using a 0.5 μm E/D‑pHEMT Process. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 19, № 7, July 2009.
  11.  Y. Chang, C. H. Lin, Y. C. Liu, W. P. Li, Y. C. Wang. A K‑Band High Efficiency High Power Monolithic GaAs Power Oscillator Using Class-E Network. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 27, № 1, January 2017.
  12.  C. Chiong, H. Y. Chang, M. T. Chen. Ka-Band Wide-Bandwidth Voltage-Controlled Oscillators in InGaP-GaAs HBT Technology. Proceedings of the 3rd European Microwave Integrated Circuits Conference, October 2008.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *