Как улучшить чувствительность и PSRR радиочастотных усилителей

Однако с развитием и широким внедрением цифровой обработки сигналов (DSP) в чувствительных аналоговых и радиочастотных усилителях появился новый источник шума. Этот высокочастотный шум с широким спектром распространяется не только по шинам питания и заземляющим линиям, но и проникает через подложки микросхем.

Этот шум, являющийся результатом работы цифровых схем и наложения сквозных токов, которые генерируются логическими КМОП-структурами в блоках DSP, весьма заметно ухудшает чувствительность современных радиочастотных усилительных систем.

На рис. 1 показан высокочастотный усилитель с большим коэффициентом усиления, широкой полосой пропускания и высокой чувствительностью. Как и у всех высококачественных аналоговых, радиочастотных усилителей и систем, для улучшения его выходных спектральных характеристик решающее значение имеют не только малые собственные шумы, приведенные ко входу усилителя, но и его коэффициент подавления пульсаций и помех по шинам питания (power supply rejection ratio, PSRR). При проектировании усилителей, предназначенных для обработки высокоскоростных цифровых сигналов, и радиочастотных усилителей, которые используются с цифровыми схемами обработки, усилия, в первую очередь, направлены на обеспечение максимальной чувствительности при «чистом» питающем напряжении. При таком подходе проблемы, связанные с PSRR, отходят на второй план.

Рис. 1. Типичный высокочастотный усилитель со встроенным DSP

Кроме того, традиционно предполагается, что разделение аналогового/радиочастотного и цифрового питания, наличие блокировочных и помехоподавляющих конденсаторов, использование токового режима питания и т. д. уменьшат любые искажения выходного сигнала, связанные с шумами и помехами на шинах питания, а также компенсируют неидеальности шин заземления.

Обеспечение высокой чувствительности в смешанных схемах

Применительно к высокочувствительным усилителям упомянутые общие методы развязки по питанию и минимизации его влияния на сигнальные цепи работают только до определенной степени. На рис. 2 иллюстрируется влияние наведенного цифрового шума на выходной сигнал системы, в которой используются стандартные методы снижения шума.

Рис. 2. Цифровой шум на выходах усилителя при использовании суперконденсатора и без него

На верхнем графике рис. 2 представлен выходной сигнал во временной области, полученный после поступления синусоидального сигнала на частоте 990 МГц с уровнем –146 дБм на вход малошумящего радиочастотного усилителя. Незашумленный выходной сигнал — результат, полученный путем моделирования идеальных условий усиления.

Если же принять уровень входного радиочастотного синусоидального сигнала равным –143 дБм при частоте 990 МГц, но использовать реалистичную модель шины питания, показанную на рис. 1, 6 и 7, в сочетании с кремниевыми суперконденсаторами (Silicon Super Caps) для блокировки по цепям питания, то выходной сигнал примет вид, показанный на среднем графике рис. 2. Заметим, что без дополнительных блокировочных суперконденсаторов выходной сигнал ухудшается до сигнала, показанного в нижней части рис. 2.

При снижении величины входного сигнала до –146 дБм, использовании упомянутой модели шины питания и суперконденсаторного блока (рис. 6–7) характеристика выходного сигнала радиочастотного усилителя схожа с той, которая показана в нижней части рис. 2. Остальные сигналы (РЧ-сигнал и сигнал источника тока в нижней части рис. 2) загрязнены шумом, который вызывает искажения.

Таким образом, увеличение чувствительности радиочастотного усилителя на –3 дБм достигается благодаря использованию суперконденсаторов в сочетании с традиционными методами изоляции питания (рис. 1, 6 и 7).

На рисунке 3 сравниваются типовые характеристики шума по питанию, полученные при использовании блокировочных конденсаторов DCAP, которые выполнены непосредственно на кристалле, и суперконденсатора Silicon Super Capacitor IP.

Рис. 3. Сравнение типовых характеристик шума, полученных при использовании блокировочного конденсатора DCAP и суперконденсатора

Измерения в реальных условиях

Выходной сигнал усилителя искажается, если типовой уровень шума имеет максимальное значение 50 мВ (пик–пик), или мощность –22 дБм относительно питания (см. рис. 4), а величина PSRR схемы усилителя почти нулевая при максимальной пиковой частоте шума, наведенного на линию питания системы. На самом деле, коэффициент PSRR редко равен нулю, но близок к этому значению при росте частоты помехи на линиях питания. На высоких частотах паразитные емкости MOSFET уменьшают крутизну ключей, из-за чего величина PSRR становится неприемлемой для большинства приложений.

Рис. 4. Спектр шума в линиях питания без суперконденсатора

Разделение шин аналогового/радиочастотного и цифрового питания, использование блокировочных конденсаторов и токового режима позволяют улучшить параметры радиочастотного усилителя и, соответственно, повысить чувствительность системы. Однако в силу того, что у кристалла — достаточно ограниченное пространство, его разработчикам приходится использовать емкостные компоненты, которые по сравнению с дискретными конденсаторами отличаются сравнительно малой удельной плотностью емкости.

Кремниевый суперконденсатор позволяет, по меньшей мере, в два раза повысить эффективную емкость на единицу площади по сравнению с типичными внутрисхемными развязывающими МОП-конденсаторами. Кроме того, благодаря ему эквивалентная последовательная индуктивность (ESL) уменьшается на 25%. Такой конденсатор передает обратно часть байпасного тока (до 20%), протекающего через блокировочные конденсаторы кристалла, в линии его внутреннего питания, уменьшая суммарную динамическую мощность, которая потребляется микросхемой. В результате существенно уменьшаются радиопомехи из внешних линий питаний, что делает такие системы менее уязвимыми для взлома при кибератаках и более безопасными в общем смысле. Конденсатор Silicon Super Cap IP не потребляет постоянного тока, благодаря чему максимально повышается эффективность этого блока.

IP-блок Silicon Super Cap предназначен для замены внутренних блокировочных конденсаторов. Его форма и размеры подбираются так, чтобы блок занял пустое место на кристалле или участок под сетями питания, т. е. в этом отношении он ничем не отличается от типовых внутренних блокировочных конденсаторов микросхемы. Как и блокировочные конденсаторы, эти IP-блоки можно включать параллельно, чтобы в максимальной степени подавить излучение высокочастотных помех, обеспечить требуемый запас по емкости и эффективную емкость.

Даже один суперконденсатор позволяет уменьшить шум в линиях питания со спектром, показанным на рис. 5. В результате на 20% падает динамическая мощность, потребляемая системой, а индуцированный цифровой шум в цепи питания уменьшается на 11 дБм по сравнению с шумом в отсутствие этого суперконденсатора (рис. 4).

Рис. 5. Спектр шумов по цепи питания с использованием одного и трех добавочных конденсаторов Silicon Super Caps IP

Использование трех устройств с кремниевыми суперконденсаторами позволяет так же уменьшить динамическую мощность, как и в случае с одним устройством, но при этом дополнительно подавляется шум на 3 дБм (рис. 5) до уровня –36 дБм. Кроме того, уменьшается спектр шума в полосе от 650 МГц (одно устройство в корпусе) до 500 МГц (три устройства в корпусе), как показано на нижнем графике рис. 5.

На рис. 6–7 показаны примеры реализации рассматриваемых кремниевых суперконденсаторов в цепях питания высокочувствительных радиочастотных усилителей внутри микросхемы и вне ее. На рис. 6 представлен суперконденсатор в виде тестового кристалла, реализованного с помощью 180‑нм техпроцесса GF_018RF компании GlobalFoundries для IBM. В этой реализации базовая входная емкость составляет 11 мкФ, эффективное увеличение емкости — 11 мкФ. Таким образом, суммарная емкость устройства равна 22 мкФ.

Рис. 6. Типичный РЧ-усилитель с встроенным DSP и интегральной схемой в виде суперконденсатора

Рис. 7. Типичный РЧ-усилитель с встроенным DSP и суперконденсатором на общем кристалле

Эффект от достигнутого увеличения емкости с помощью тестового кристалла с кремниевым суперконденсатором показан на графиках рис. 8–9, описывающих поведение S₁₁ (затухание несогласованности).

Из рис. 8, соответствующего случаю, когда IP-суперконденсатор отключен и используется только базовая входная емкость 11 мкФ, видно, что наилучшая величина обратных потерь/КСВ и наименьшее полное сопротивление наблюдаются на частоте 370 МГц (–64 дБ). При этом уровень емкостного импеданса равен 39 мкОм. Ниже мы приводим расчетные формулы.

Рис. 8. Зависимость S11 от частоты в случае отсутствия суперконденсатора в качестве блокировочного по входу. Наименьший уровень S11 наблюдается на частоте 370 МГц

Уравнение (1):

Подставляем для расчета данные суперконденсатора, частоту наименьшего импеданса (рис. 8), а также условно лучшее значение обратных потерь и величину КСВ:

Получаем: 20 мкОм ≅ 39 мкОм.

Эти данные находятся в пределах погрешности измерения и по существу равны.

Использовав то же значение базовой входной емкости 11 мкФ и данные суперконденсатора, а также наилучшее значение обратных потерь/КСВ, из рис. 9 видим, что точка с наименьшим импедансом смещается до частоты 170 МГц (–56,3 дБ).

Рис. 9. Зависимость S11 при использовании суперконденсатора в качестве блокировочного по входу. Наименьший уровень S11 наблюдается на частоте 170 МГц

Дополнительные 7 дБм по отношению к графику на рис. 8 обусловлены возвратными токами с выхода суперконденсатора в детекторы анализатора цепей; при этом точка низкого импеданса соответствует емкостному импедансу 42 мкОм. Этот спад импеданса на рис. 9 соответствует импедансу и частотной характеристике, полученной при использовании стандартной емкости 22 мкФ. Результат измерения подтверждает, что эффективная емкость увеличилась благодаря суперконденсатору. В этом случае для расчета применяется уравнение (2).

Уравнение (2):

Подставляем для вычисления данные, полученные для подключенного суперконденсатора, величину самой низкой частоты импеданса на графике рис. 9, а также условно лучшие значения обратных потерь и КСВ от анализатора цепей:

Получаем: 23,4 мкОм ≅ 42 мкОм.

Расчетные данные, как и первые результаты, находятся в пределах погрешности измерения и по существу равны.

Обратимся снова к рис. 7 с ячейкой кремниевого суперконденсатора. В этой реализации базовая входная емкость составляет 16 пФ, а эффективное увеличение емкости равно 16 пФ. Следовательно, суммарная емкость IP-ячейки достигает 32 пФ. Единственное различие между архитектурами ячейки Silicon Super Capacitor IP и тестового кристалла Silicon Super Capacitor состоит в том, что входные и выходные конденсаторы IP-ячейки входят в состав микросхемы. IP-ячейку можно использовать в параллельном подключении, чтобы увеличить суммарную емкость, как и любой другой стандартный блокировочный конденсатор DCAP.

Выводы

Применение кремниевого суперконденсатора Silicon Super Capacitor IP позволяет существенно улучшить чувствительность аналоговой и радиочастотной цепей и получить чистый сигнал за счет дополнительной эффективной емкости, которую обеспечивает собственная внутренняя блокировочная емкость в устройстве и IP-ячейка. При увеличении эффективной емкости на единицу площади по отношению к стандартным блокировочным конденсаторам DCAP за счет более высокого уровня помехоустойчивости можно повысить чувствительность усилителя и спектральную чистоту сигнала, уменьшив потребление тока в динамическом режиме. Эффективное увеличение емкости за счет IP-суперконденсатора позволяет уменьшить шум в линии питания, повысить чистоту выходного сигнала, улучшить чувствительность по входу и сместить точки с малым импедансом на графиках обратной потери S₁₁.