Метод линеаризации КМОП-микросхем и разработка высоколинейного аттенюатора СВЧ-диапазона

 Введение

Одним из ограничений широкого применения МОП-структур является присущая им нелинейность сопротивления канала при воздействии сигналов в широком динамическом диапазоне. Основными источниками нелинейности МОП-транзистора являются ограничение амплитуды выходного сигнала из-за открывания обратносмещенных p‑n‑переходов «исток–подложка» и «сток–подложка», пробоя подзатворного диэлектрика или открывания транзистора при величине входного сигнала v_in > V_DD–V_T [1], а также наличие квадратичной зависимости проводимости транзистора от напряжения «сток–исток» V_DS согласно выражению:

где: W, L — ширина и длина канала соответственно; μ — подвижность носителей заряда; C_ox — емкость подзавторного окисла; V_GS — напряжение «затвор–исток», V_T — пороговое напряжение транзистора.

Напряжение пробоя подзатворного диэлектрика для современных процессов составляет 1,5–6 В. Наличие обратносмещенных p‑n‑переходов «исток–подложка» и «сток–подложка» в случае транзистора n‑типа ограничивает отрицательную полуволну входного сигнала на уровне напряжения V₀ ≈ 0,7–0,8 В, при этом некоторое увеличение сигнала может быть достигнуто за счет подачи смещения на исток.

Методы повышения линейности

В [2, 3] для повышения линейности предлагается использовать специальные схемы задания отпирающего напряжения. В [2] управляющий сигнал на затвор транзистора предлагается подавать через операционный усилитель (ОУ) с отрицательной обратной связью. Выходное напряжение ОУ устанавливается таким образом, чтобы напряжение на затворе МОП-транзистора обеспечивало постоянство падения напряжения «сток–исток», что эквивалентно постоянной проводимости транзистора при протекании токов различной величины. Для схем с дискретизацией, например АЦП, используются метод самозагрузки («бутстрэппинг»). Суть метода состоит в поддержании постоянного напряжения на затворе в открытом состоянии транзистора [3]. Это достигается включением емкости C последовательно между входом и затвором транзистора. При закрытом транзисторе заряд на емкости q = CV_DD, где V_DD — напряжение питания, а в открытом емкость играет роль плавающего источника напряжения на затворе, которое складывается с напряжением входного сигнала:

V_G = V_DD+v_in, (2)

где v_in — входной переменный сигнал.

Данные методы используются при работе с сигналами низкой частоты, поскольку требуется определенное время для установки нужного потенциала на затворе. Чтобы преодолеть ограничения по величине отрицательной полуволны для nМОП, можно использовать параллельное включение МОП-транзисторов n‑ и p‑типа. Но в этом случае проводимость непостоянна и является нелинейной функцией входного сигнала. Для устранения этой проблемы можно использовать уже упомянутые выше методики «бутстрэппинга» и подачи управляющего напряжения через ОУ. Использование «бутстрэппинга» подразумевает подачу на затвор напряжения выше напряжения питания V_DD на величину входного сигнала, что приводит к снижению надежности транзистора. Для обеспечения более высокой надежности в [3] была предложена модификация методики «бутстрэппинга» на переключаемых конденсаторах. Принцип работы схемы рассмотрен для nМОП (для pМОП все аналогично). Когда транзистор открыт, и уровень входного сигнала близок к самому низкому потенциалу V_SS, схема управления уменьшает напряжение, приложенное к затвору транзистора. Это приводит к снижению проводимости. Когда входной сигнал близок к напряжению питания, схема управления увеличивает приложенное на затвор напряжение. Это позволяет избежать слишком низкой проводимости транзистора при уровнях входного сигнала V_in > V_DD–V_T. Проводимость транзистора становится более линейной, и результирующая эффективная проводимость вентиля оказывается практически постоянной в широком диапазоне входных сигналов.

На рис. 1 показаны расчетные передаточная характеристика КМОП-вентиля и его коэффициент передачи по постоянному току. Видно, что коэффициент передачи практически не зависит от входного напряжения.

Рис. 1. Результат моделирования зависимости выходного напряжения передаточного звена от входного напряжения по постоянному току

Одним из самых распространенных методов повышения линейности в высокочастотных МОП-схемах является использование транзистора в изолированном кармане и организация плавающего потенциала на затворе и подложке транзистора. Для этого к соответствующим выводам транзистора подключаются резисторы большого номинала (5–45 кОм). В этом случае сигнал на затворе меняется по закону, аналогичному (2). Организация плавающего потенциала предотвращает открывание p‑n‑переходов «исток–подложка» и «сток–подложка» и пробой подзатворного диэлектрика при подаче сигнала с большим размахом. Этот метод чаще всего применяется при разработке СВЧ-переключателей [4]. Еще одной стандартной техникой повышения линейности переключателей является каскадное включение транзисторов [5, 6], но у этого метода есть недостаток — существенное возрастание вносимых потерь.

Практические результаты

МОП-транзисторы с высокой линейностью могут использоваться в качестве переменного сопротивления, например в аттенюаторах. Чаще всего используются дискретные аттенюаторы на основе резистивных делителей, переключаемых транзисторными ключами. Такой подход приводит к возникновению существенных потерь на проход, а линейность аттенюатора определяется характеристиками МОП-транзистора.

В данной работе предлагается схема высоколинейного дифференциального аналогового аттенюатора с непрерывным ослаблением, которое осуществляется за счет компенсации сигнала.

Для достижения высокой линейности в качестве передаточного вентиля используются параллельно включенные МОП-транзисторы n‑ и p‑типа. Для обеспечения равной проводимости транзисторов обоих типов, ширина pМОП, по сравнению с шириной nМОП, была увеличена в 2,7 раз. Точка компрессии P1dB КМОП-вентиля с W_nMOП = 18 мкм в открытом состоянии составила 18,5 дБм, в то время как для отдельного nМОП эта величина составляет 8,5 дБм.

Структурная схема аттенюатора представлена на рис. 2. Аттенюатор построен на основе мостового включения передаточных звеньев, что позволяет использовать для ослабления компенсацию сигнала. Использование мостового включения позволяет снизить вносимые потери на проход по сравнению с дискретными аттенюаторами.

Рис. 2. Структурная схема разработанного аттенюатора

Принцип компенсации сигнала состоит в следующем: на выходе сигнал основного канала складывается в противофазе с сигналом, проходящим через передаточный вентиль компенсации [7]. Регулируя отпирающее напряжение транзисторов основного и компенсирующего каналов, можно получать ослабление сигнала. Регулировка напряжения на затворе осуществляется таким образом, что при возрастании отпирающего напряжения основного канала напряжение управления канала компенсации должно уменьшаться, и наоборот. Регулировка ослабления может быть как непрерывной аналоговой, так и цифровой (дискретной) с использованием схемы ЦАП. Расчетная регулировочная кривая на частоте 10 ГГц для случая аналогового управления показана на рис. 3.

Рис. 3. Расчетный коэффициент передачи аттенюатора на 10 ГГц в зависимости от управляющего напряжения

Интегральный аттенюатор был реализован в виде монолитной КМОП интегральной микросхемы на одном кристалле с проектными нормами 0,25 мкм. Расчеты подтверждают улучшение линейности и расширение полосы рабочих частот при использовании предлагаемого мостового включения КМОП-передаточных звеньев.

Заключение

В статье рассмотрены методы линеаризации КМОП-микросхем. При разработке высоколинейного дифференциального аттенюатора СВЧ-диапазона было использовано параллельное включение nМОП- и pМОП-транзисторов. Ослабление аттенюатора плавно зависит от управляющего напряжения, дискретное переключение можно реализовать с помощью ЦАП. Благодаря мостовой схеме аттенюатора, удается снизить вносимые потери и получить широкую рабочую полосу. Аттенюатор имеет диапазон регулировки ослабления до 30 дБ, низкое среднеквадратичное отклонение фазы (<1°) и высокую линейность с точкой компрессии P1dB на уровне 8 дБм.