Миниатюрный делитель мощности с планарными шлейфами
За последние несколько лет сфера применения радиоволн миллиметрового диапазона значительно расширилась, в ней появилось множество телекоммуникационных приложений. Использование более высоких рабочих частот привело к внедрению и новых технологий для реализации более компактного оборудования с улучшенными характеристиками. Волноводные линии передачи на частотах миллиметровых волн, традиционно выбираемые из-за низких потерь на рассеяние и электрических характеристик, в последнее время заменены во многих приложениях более технологичными планарными структурами [1–3]. Планарные структуры доказали свою практичность, поскольку на их поверхность можно добавлять активные или пассивные компоненты, а интеграция пассивных компонентов в схему является основной целью миниатюризации будущих устройств и систем.
Микрополосковые и полосковые линии передачи имеют такие важные для миниатюризации свойства, как низкая стоимость, легкий вес, малые и компактные размеры, совместимость с интегральными схемами, более высокая надежность и, что крайне важно, хорошая воспроизводимость [3, 4]. Наиболее распространенной является микрополосковая линия [4, 5], которая состоит из диэлектрической подложки, полностью металлизированной на одной из сторон (т. е. на плоскости заземления), и металлической полосы на другой стороне.
В конструкции смесителей и усилителей мощности важным элементом считается сумматор/делитель мощности. В качестве делителя его роль заключается в разделении сигнала на входе на несколько идентичных сигналов на выходе. Как сумматор он складывает мощность нескольких входов, направляя ее на общий выход. Делитель мощности является обратным, пассивным компонентом, по крайней мере, с тремя портами: входным и двумя или более выходными портами. При этом выходные порты могут быть изолированными или нет [4].
Основные преимущества планарного делителя мощности — простота его интеграции с другими технологиями и способность выдерживать относительно высокие уровни мощности. Плоский характер конструкции облегчает его широкомасштабное изготовление, что обеспечивает низкие производственные затраты. Такой делитель демонстрирует хорошую межпортовую изоляцию с умеренными вносимыми потерями. Однако одним из недостатков является то, что при проектировании сумматора, как правило, требуется четвертьволновая (λ/4) линия передачи.
Наиболее популярной структурой делителя/сумматора мощности считается схема Уилкинсона (рис. 1) [4]. Эрнест Уилкинсон (Ernest J. Wilkinson) впервые опубликовал такую схему в 1960 году, и она до сих пор широко распространена в системах радиочастотной связи. Такое устройство состоит из входного порта, согласованного с характеристическим сопротивлением (импедансом) Z0, двух четвертьволновых линий с характеристическим сопротивлением Z = (√2)Z0 и двух выходов, согласованных по импедансу с Z0. Между двумя выходными портами для устранения дисбаланса выходной мощности подключено сопротивление R = 2Z0 [5]. На протяжении многих лет были описаны различные методы уменьшения размеров классической архитектуры делителя/сумматора мощности Уилкинсона, включая использование планарных искусственных линий передачи [6], дефектных наземных структур [7], фрактальных структур [8], емкостной нагрузки [9], сосредоточенных элементов [10] и шлейфов [1–13]. В этой работе представлены новые конструкции делителей мощности, в которых для уменьшения размера классической структуры Уилкинсона предусмотрены дополнительные шлейфы.
Вариант деления мощности с использованием микрополосковых линий
Классический делитель мощности Уилкинсона представляет собой одиночную микрополосковую линию, выполненную на диэлектрической подложке (рис. 2). Предлагаемые авторами статьи микрополосковые делители мощности с отрытыми и перекрестными шлейфами показаны на рис. 3.

Рис. 3.
а) Микрополосковый делитель мощности со шлейфами;
б) элементарная ячейка шлейфа;
в) делитель мощности со шлейфами с открытым шлейфом;
г) делитель мощности с перекрестным шлейфом
Работу микрополосковой линии передачи и делителя мощности характеризуют несколько параметров. Предполагая квази-ТЕМ-режим распространения волны [14], фазовая скорость в микрополосковой линией определяется как:
где c — скорость света, а εeff — эффективная относительная диэлектрическая проницаемость, которая обычно составляет 2,9 для микрополосковых линий [15]. Характеристический импеданс линии передачи Z0 определяется выражением [14]:
для W/h ≥ 1, где W — ширина проводящей линии (рис. 3), а h — толщина диэлектрической подложки.
В микрополосковой реализации распространяется только доминирующая (т. е. квази-ТЕМ) мода. Поверхностные волны здесь нежелательны, так как они сочетаются с режимом квази-ТЕМ и становятся значимыми только на частоте fs, где согласно [2]:
Возбуждения моды высшего порядка можно избежать, работая на частоте ниже, чем частота отсечки первой моды высшего порядка, которая определяется формулой, приведенной в [16]:
На практике рабочая частота микрополосковой линии определяется выражением [14]:
и рассчитывается как:
Конечные параметры решения и результаты его моделирования
На рис. 3 показана планарная конструкция делителей-прототипов. Все три прототипа выполнены на печатных платах в виде трехпортовой циркуляционной структуры [17] с планарными входными/выходными портами. Одна из целей, проделанной работы, — достичь характеристического импеданса на портах ввода/вывода, близкого к 50 Ом, при уменьшении габаритов конечного решения. Ширина W входных/выходных линий в зависимости от угла соединения и радиуса центрального круга следующая:
W = 2 R sinα. (7)
Ширина линий порта ввода/вывода настроена на W = 3 мм для достижения характеристического импеданса 50 Ом. Параметры в таблице оптимизированы с помощью Ansoft HFSS, а результаты моделирования двух конструкций делителей мощности показаны на рис. 4. HFSS (High Frequency Structural Simulator) — коммерческая программа от компании ANSYS для получения S‑параметров, создания SPICE-моделей и трехмерного моделирования электромагнитного поля методом конечных элементов.

Рис. 4. Смоделированные частотные характеристики делителя мощности:
а) с разомкнутыми шлейфами
б) с перекрестными шлейфами
Делитель мощности | L1, мм | L2, мм | L3, мм | d × S, мм | S1, мм | S2, мм | W, мм |
---|---|---|---|---|---|---|---|
Классический делитель Уилкинсона |
30,3 | 5 | 11,5 | 1,5 | – | – | 3 |
Делитель Уилкинсона, описанный в данной работе |
5 | – | – | 0,6 | 1,6 | 1,2 | 3 |
Результаты экспериментов
Делители мощности-прототипы были изготовлены на подложке из стеклотекстолита марки FR4 (εr = 4,5, h = 1,6 мм). На рис. 5 показаны изготовленные прототипы вместе с обычным делителем мощности Уилкинсона. Резистор для поверхностного монтажа был помещен между двумя выходными портами для улучшения изоляции. Для измерений использовался анализатор цепей Keysight E5071C, и на рис. 6–9 сравниваются измеренные и смоделированные характеристики, которые хорошо согласуются. Небольшая разница наблюдалась в измеренных характеристиках двух прототипов. На рабочих частотах значения |S21| и |S31| находились около –3,4 дБ для обоих предлагаемых вариантов. При этом значение |S11| составило –25,75 дБ для делителя с открытыми шлейфами и –27,64 дБ для делителя с перекрестными шлейфами. Связь между выходными портами |S23| составила –26,35 дБ для делителя с открытыми шлейфами и –28,25 дБ для делителя с перекрестными шлейфами. На рис. 10 показана измеренная разность фаз между выходными портами прототипа делителей. Разность фаз на выходе в диапазоне рабочих частот 2,5 ГГц равна 0°.

Рис. 5. Слева: классический делитель мощности Уилкинсона; справа: делители мощности с предлагаемыми дополнительными шлейфами. Все три варианта рассчитаны на рабочую частоту 2,5 ГГц

Рис. 6. Измеренные и смоделированные характеристики отражения прототипа делителя мощности с открытым шлейфом:
а) |S22|;
б) |S33|;
в) |S11|

Рис. 7. Измеренные и смоделированные характеристики отражения прототипа делителя мощности с открытым шлейфом:
а) |S21|;
б) |S31|;
в) |S23|

Рис. 8. Измеренные и смоделированные характеристики отражения прототипа делителя мощности с перекрестным шлейфом:
а) |S22|;
б) |S33|;
в) |S11|

Рис. 9. Измеренные и смоделированные характеристики отражения прототипа делителя мощности с перекрестным шлейфом:
а) |S21|;
б) |S31|;
в) |S23|
Измеренные и смоделированные характеристики классического делителя мощности Уилкинсона показаны на рис. 11. Характеристики изоляции шлейфов по сравнению с классическим делителем мощности Уилкинсона демонстрируют улучшение на 20 дБ (рис. 12). Характеристики отражения на входе и выходе (|S11|, |S22| и |S33|) оптимизированы, а |S21| и |S31| приближаются к идеальному значению 3 дБ.

Рис. 12. Значение |S23| для оригинального (классического) решения делителя мощности и прототипа с поперечными и открытыми шлейфами
Заключение
Для достижения компактности конечного решения в новой версии делителя мощности Уилкинсона используется новое решение шлейфа. Предлагаемый авторами статьи вариант позволил достичь уменьшения габаритов на 93%. Характеристики двух конструкций прототипов, различающихся подходами к формированию шлейфов, полностью совпадают с результатами моделирования без компромиссов по сравнению с классическим дизайном. При этом фактически полученная изоляция выходного порта улучшена на 20 дБ.
Примечание. В оригинале значения S‑параметров указаны по модулю, но при этом имеют отрицательные значения. Возможно, они взяты прямо из САПР, где приняты такие обозначения. Мы сохранили обозначение S‑параметров как в оригинале.
- Steer M. Microwave and RF Design, A System Approach. SciTech Publishing, Inc., 2010.
- Hong J. S., Lancaster M. J. Microstrip Filters for RF/Microwave Applications. John Wiley & Sons, 2001.
- Grebennikov A. RF and Microwave Transmitter Design. John Wiley & Sons, 2011.
- Gupta K. C., Garg R., Bahl I., Bhartia P. Microstrip Lines and Slotlines. Second Edition. Artech House, 1996.
- Pozar D. M. Microwave Engineering. Fourth Edition. John Wiley & Sons, 2012.
- Yang T., Liu C., Yan L., Huang K. M. A Compact Dual-Band Power Divider Using Planar Artificial Transmission Lines for GSM/DCS Applications//Progress in Electromagnetics Research Letters. 2009. Vol. 10.
- Oraizi H., Esfahlan M. S. Miniaturization of Wilkinson Power Dividers by Using Defected Ground Structures//Progress in Electromagnetics Research Letters. 2008. Vol. 4.
- Gupta N., Ghosh P., Toppo M. A Miniaturized Wilkinson Power Divider Using DGS and Fractal Structure for GSM Application//Progress in Electromagnetics Research Letters. January 2011. Vol. 27.
- Scardelletti M. C., Ponchak G. E., Weller T. M. Miniaturized Wilkinson Power Dividers Utilizing Capacitive Loading//IEEE Microwave and Wireless Components Letters. January 2002.Vol. 12. No. 1.
- Heydari M., Roshani S. Miniaturized Unequal Wilkinson Power Divider Using Lumped Component Elements//Electronics Letters. August 2017. Vol. 53. No. 16.
- Hayati M., Roshani S. A Novel Wilkinson Power Divider Using Open Stubs for The Suppression of Harmonics//ACES Journal. June 2013. Vol. 28. No. 6.
- Wang X., Ohira M., Ma Z. Coupled Microstrip Line Wilkinson Power Divider with Open-Stubs for Compensation//Electronics Letters. July 2016. Vol. 52. No. 15.
- Tseng C. H., Wu C. H. Compact Planar Wilkinson Power Divider Using P‑Equivalent Shunt-Stub-Based Artificial Transmission Lines//Electronics Letters. September 2010. Vol. 46. No. 19.
- Bahl I. J., Trivedi D. K. A Designer’s Guide to Microstrip Line//Microwaves. May 1977.
- Kaiser K. L. Electromagnetic Compatibility Handbook. CRC Press Edition, 2–28, 2004.
- Vendelin G. D. Limitations on Stripline Q//Microwave Journal. May 1970. Vol. 13. No. 5.
- Bosma H. On Stripline Y‑Circulation at UHF. Microwave Theory and Techniques//IEEE Transactions. January 1964. Vol. 12. No. 1.