Redirect= Определение параметров материалов печатных плат в мм-диапазоне

Определение параметров материалов печатных плат в миллиметровом диапазоне

№ 3’2019
PDF версия
Парадокс: разные методы измерения относительной диэлектрической проницаемости дают разные результаты. В чем причина и где истина?

Диэлектрическая проницаемость (dielectric constant, Dk) слоистого изоляционного материала печатной платы или, говоря более привычным языком, относительная диэлектрическая проницаемость, не является постоянной величиной. Например, Dk материала печатной платы изменяется в зависимости от частоты.

Кроме того, используя разные методы испытаний, можно получить разные значения Dk одного и того же образца материала. Поскольку материалы для изготовления плат все чаще применяются на частотах миллиметрового диапазона длин волн, а также в связи с внедрением технологии сотовой связи 5G и развитием систем ADAS, необходимо понимать, как диэлектрическая проницаемость меняется с частотой и какие методы испытаний в каждом случае являются корректными.

К сожалению, в отрасли сверхвысоких и крайне высоких частот пока не существует наилучшего стандарта для тестирования материала Dk в области миллиметровых волн, хотя комитеты организаций IEEE и IPC активно работают в этом направлении [1]. Однако ни один из методов не является идеальным — каждый из них имеет свои недостатки, особенно когда речь идет о частотах в диапазоне 30–300 ГГц.

 

Методы определения диэлектрической проницаемости

Испытания для определения Dk или Df (тангенса угла электрических потерь, tgδ) материала печатной платы обычно выполняются либо с использованием образца слоистого изоляционного материала печатной платы, либо уже изготовленной печатной платы. Испытания на заготовке зависят от наличия высококачественных испытательных средств и соответствующего оборудования, которое определяет значения Dk и Df изоляционного материала платы. Во втором случае в тестах используется готовая схема в виде печатной платы, а параметры материала устанавливаются на основе характеристик этой схемы путем таких измерений как определение центральной частоты или АЧХ резонатора. При измерении параметров заготовок печатных плат возникают неопределенности, обычно связанные с их креплением на измерительной установке или с подключением оборудования, тогда как при тестировании готовых печатных плат неопределенности обусловлены конструкцией печатного узла и методами его изготовления. Например, требуется учитывать финишное покрытие печатных проводников микрополосковых линий. Поскольку два этих метода различаются, результаты измерений и уровни погрешности, как правило, у них не совпадают.

Например, результаты тестирования в X‑диапазоне (5200–11000 МГц) Dk полосковой линии, зажатой между двумя образцами материалов, в соответствии с требованиями IPC [2] могут не совпасть с результатами измерений того же самого материала с использованием готового печатного узла. Несоответствие возникает из-за того, что при тестировании заготовки полосковый резонатор создается путем зажима двух частей тестируемого материала в специальном испытательном приспособлении. При этом между материалом заготовки и тонким резонаторным контуром, который является частью прибора, может оказаться тонкая прослойка воздуха. Воздух тоже участвует в измерении, уменьшая значение Dk. С другой стороны, если измерение относительной диэлектрической проницаемости выполняется уже на завершенной плате, то при использовании того же материала без прослойки воздуха значение Dk станет другим. Для материала высокочастотной цепи с допуском относительной диэлектрической проницаемости ±0,050, определенным на основании тестирования исходного материала, это значение при измерении завершенной схемы может вырасти до ±0,075.

Еще одна проблема заключается в том, что материалы печатных плат являются анизотропными — у них разные значения относительной диэлектрической проницаемости по трем осям материала. Поскольку значения Dk обычно мало различаются вдоль осей x и y, Dk большинства высокочастотных материалов сравниваются между значениями по оси Z и в плоскости X–Y. Для одного и того же материала методы испытаний, позволяющие измерять Dk по оси Z, могут давать результаты, отличные от методов оценки Dk в плоскости X–Y, хотя значения относительной диэлектрической проницаемости оказываются «корректными» и воспроизводимыми для каждого отдельного метода.

Кроме того, на значение измеряемой Dk влияет тип схемы, используемой для проверки цепи. Применяются два типа тестовых схем: резонансные микрополосковые структуры и структуры на основе пропускания/отражения. Резонансные структуры обычно дают результаты для узких полос, а тесты на пропускание/отражение применяются, как правило, для определения Dk в широкой полосе. Методы с использованием резонансных структур, как показывает практика, являются обычно более точными.

 

Практические примеры методов испытаний

Примером испытания заготовок для печатных плат является метод зажима двух образцов материала с расположенной между ними эталонной полосковой линией, а само тестирование проводится в X‑диапазоне (8–12 ГГц, длины волн 3,75–2,5 см). Этот метод уже в течение многих лет используется производителями высокочастотных слоистых пластиков (ламинатов), предназначенных для изготовления печатных плат. Метод является достаточно надежным средством определения Dk и Df (tgδ) по оси Z материала печатной платы. В нем используется зажимное приспособление для формирования слабосвязанного полоскового резонатора из образцов испытуемого материала. Поскольку измеряется добротность (Q) ненагруженного резонатора, она определяется при минимальном влиянии кабелей, разъемов и калибровки прибора. Испытуемый материал представляет собой ламинат с вытравленной медью на подложке. Материал подвергается обработке, подгоняется по заданному размеру и помещается в крепление с обеих сторон резонаторной микрополосковой цепи в сигнальном слое (рис. 1).

Тестовая установка с использованием зажатой между образцами испытуемого материала микрополосковой линии

Рис. 1. Тестовая установка с использованием зажатой между образцами испытуемого материала микрополосковой линии:
а) вид сбоку;
б) микрополосковый резонатор;
в) фото реальной испытательной установки

Поскольку резонаторы имеют пучности на половине длины волны, начиная примерно с 2,5 ГГц, на частоте около 10 ГГц возникает четвертый узел (минимумы стоячей волны называются узлами, а максимумы — пучностями. Узлы четче выражены, что играет важную роль при измерениях [6]). Узел этого порядка обычно и используется для измерений Dk и Df. Применяются узлы более низких и более высоких порядков, например пятого, но узлы очень высоких порядков, как правило, не используются, что связано с проблемами распространения волн или повышения погрешности измерений из-за наличия гармоник и паразитных составляющих. Относительная диэлектрическая проницаемость εr определяется довольно просто:

Формула

где n — порядок (номер) узла; c — скорость света в свободном пространстве; fr — центральная частота резонансного пика, а ΔL компенсирует удлинение электрической длины за счет электрических полей в зазоре.

Вычисление тангенса угла электрических потерь tgδ по результатам измерений также не составляет большого труда. Эта часть потерь соответствует ширине полосы резонансного пика по уровню 3 дБ после вычитания потерь в проводнике (1/Qc), связанных с резонаторной цепью.

Формула

На рис. 2 показаны результаты измерения зажатых образцов испытуемого материала. В этом примере использовался материал толщиной 60 мил (1,524 мм) с относительной диэлектрической проницаемостью Dk = 3,48.

Результаты измерения образцов испытуемого материала толщиной 60 мил (1,524 мм) с Dk = 3,48 и зажатой микрополосковой линией

Рис. 2. Результаты измерения образцов испытуемого материала толщиной 60 мил (1,524 мм) с Dk = 3,48 и зажатой микрополосковой линией

Довольно часто в качестве тестовых схем используются кольцевые резонаторы [3]. Они представляют собой простые микрополосковые структуры, имеющие резонансы на частотах, кратных целым значениям среднего диаметра микрополоскового кольца (рис. 3а). Они обычно слабо связаны, т. к. слабая связь между линиями подачи и кольцом минимизирует емкость зазоров между питающими линиями и кольцом. Как известно, эта емкость изменяется с частотой, вызывая смещение резонансной частоты и приводя к ошибкам при определении относительной диэлектрической проницаемости материала. Ширина проводника резонаторного кольца должна быть намного меньше радиуса кольца r и, как правило, не превышать одной его четверти.

Микрополосковый кольцевой резонатор

Рис. 3.
а) микрополосковый кольцевой резонатор;
б) широкополосное измерение характеристики передачи в прямом направлении

На рис. 3б показана характеристика передачи микрополоскового кольцевого резонатора в прямом направлении S21 для материала платы толщиной 10 мил (0,254 мм) с Dk = 3,48. Эффективное значение Dk определяется следующим образом:

Формула

Эти приблизительные формулы позволяют определить начальное (эффективное) значение Dkeff. Более точное значение относительной диэлектрической проницаемости можно установить с использованием специальных программ и знания точных физических размеров резонаторной цепи, которые необходимы для построения корректной модели.

Слабосвязанные резонаторы часто используются для измерений Dk и Df, чтобы минимизировать эффекты нагрузки резонатора. Связь должна быть достаточно слабой, чтобы вносимые потери не превышали 20 дБ на резонансном пике. Однако в некоторых случаях при чрезвычайно слабой связи резонансный пик может оказаться настолько малым, что его невозможно измерить. Обычно так происходит в случае использования резонансных контуров на более тонких подложках и материалов такого типа, которые применяются в диапазонах миллиметровых волн.

 

Методы испытаний в миллиметровом диапазоне

Хотя известно немало методов тестирования для определения Dk, только некоторые из них подходят для приложений, работающих в области миллиметровых волн. К сожалению, ни один из них пока не принят в качестве единого отраслевого стандарта. Однако рассматриваемые ниже методы являются в указанном диапазоне достаточно точными и, что не менее важно, воспроизводимыми.

Дифференциально-фазовый метод

Дифференциально-фазовый метод с использованием микрополосковых линий разной длины не нов и используется уже в течение многих лет [4]. В этом методе проверки характеристик передачи, основанном на измерении фазы, применяются две микрополосковые линии, которые различаются лишь физической длиной (рис. 4). При испытании измеряются характеристики передачи квазипоперечно-электромагнитной (квази-ТЕМ) волны и ее ФЧХ для пары микрополосковых линий передачи. Рассчитать Dk для ламината можно, сравнивая ожидаемую фазу микрополосковых линий для данной частоты с результатами измерений. Чтобы избежать влияния каких-либо неоднородностей в свойствах материала печатной платы, микрополосковые линии устанавливаются как можно ближе друг к другу. В общем случае они представляют собой линии передачи с волновым сопротивлением 50 Ом, а сигнал вводится с заземленного копланарного волновода (grounded coplanar waveguide, GCPW). На частотах миллиметрового диапазона сигнала вводится с помощью GCPW-волновода, поскольку область ввода может оказать существенное влияние на возвратные потери (потери на отражение). Кроме того, для подключения следует использовать соответствующие концевые разъемы, чтобы обеспечить хорошее контактное соединение между коаксиальными разъемами и тестовой схемой без применения пайки. Такое решение позволяет использовать одни и те же разъемы и для коротких, и для длинных микрополосковых линий, что сводит к минимуму влияние разъемов на конечные результаты измерений. Для повышения точности измерений одни и те же разъемы подключаются к одним и тем же портам векторного анализатора цепей (VNA). Если разъем A подключается к порту 1 VNA, а разъем B к порту 2 для тестирования короткой микрополосковой линии, то же самое делается при измерениях длинной линии.

Вид сверху на длинные и короткие микрополосковые линии, используемые в дифференциально-фазовом методе

Рис. 4. Вид сверху на длинные и короткие микрополосковые линии, используемые в дифференциально-фазовом методе

При вычитании фазовых сдвигов для определения разности фаз коротких и длинных микрополосковых линий также устраняется влияние разъемов и областей ввода сигнала в линию. Если обратные потери (потери на отражение) для обеих цепей невелики, а разъемы имеют одинаковую ориентацию и подключение к измерительным приборам, большинство негативных эффектов от разъемов и точек ввода сигналов сводятся к минимуму. При использовании этого метода в диапазоне миллиметровых волн приемлемыми считаются такие обратные потери на переходах, которые не превышают 15 дБ до частот 60 ГГц и 12 дБ в полосе 60–110 ГГц.

Уравнения для расчета относительной диэлектрической проницаемости при использовании дифференциально-фазового метода с использованием микрополосковых линий разной длины основаны на формуле для определения ФЧХ микрополосковых линий и цепей с разной физической длиной:

Формула

где c — скорость света в свободном пространстве; f — частота измерения фазового угла на характеристике S21; ΔL — разница между физическими длинами двух цепей; ΔΦ — разница между фазовыми углами короткой и длинной цепи.

Методология испытания для дифференциально-фазового метода с использованием микрополосковых линий разной длины состоит из нескольких простых шагов:

  • измерение фазового угла через S21 в зависимости от частоты для короткой и длинной микрополосковых линий;
  • использование формул для определения измеренного эффективного значения Dk;
  • определение точных физических размеров схемы, которые вводятся в специализированное ПО, с использованием исходного значения Dk;
  • применение ПО для генерации эффективного значения Dk. Следует менять Dk, пока измеренные и смоделированные эффективные значения Dk не совпадут на одной частоте;
  • постепенно увеличивая частоту в области миллиметровых волн и повторяя этот процесс, мы определяем значение Dk во всем заданном диапазоне частот.

На рис. 5 показаны результаты измерения с помощью дифференциально-фазового метода и материала RO3003G2TM толщиной 5 мил (0,127 мм). График был сгенерирован с использованием программы Microsoft Windows PC, разработанной компанией Rogers Corp. [5]. Эти данные отражают обычную тенденцию уменьшения Dk с увеличением частоты. При этом, как можно видеть, на более низких частотах происходят большие изменения Dk по сравнению с ее значением на начальной частоте. Однако в диапазоне 10–110 ГГц поведение Dk становится более стабильным и мало изменяется. Эта кривая отражает характеристику материала с низкими потерями и специально прокатанной и гладкой медной поверхностью.

Зависимость Dk от частоты, измеренной дифференциально-фазовым методом с использованием микрополосковых линий разной длины

Рис. 5. Зависимость Dk от частоты, измеренной дифференциально-фазовым методом с использованием микрополосковых линий разной длины

У материала с высокими потерями или с более шероховатой медной поверхностью — более резкий отрицательный наклон зависимости Dk от частоты. Используя этот метод испытаний для испытуемого материала, можно определить и вносимые потери. Для этого на каждой частоте вычитается значение S21 для более коротких и длинных микрополосковых линий (рис. 6).

Вносимые потери в прямом направлении в зависимости от частоты, определенные с помощью дифференциально-фазового метода

Рис. 6. Вносимые потери в прямом направлении в зависимости от частоты, определенные с помощью дифференциально-фазового метода

Использование кольцевого резонатора

Метод измерения на основе кольцевого резонатора тоже позволяет определить диэлектрическую проницаемость слоистого материала печатной платы в области миллиметровых волн. Хотя кольцевые резонаторы, как правило, используются на частотах не выше 10 ГГц, с надлежащей точностью изготовления их можно эффективно применять и в диапазоне миллиметровых волн. Однако в таких случаях крайне важен сам процесс изготовления, поскольку влияние размеров схемы и допусков на размеры в миллиметровом диапазоне больше, и любое такое отклонение снижает точность измерения.

В рассматриваемой области влияние оказывает толщина медного покрытия на печатной плате и размер зазора. Большинство кольцевых резонаторов, предназначенных для миллиметровых волн, выполняется на тонком материале (5 мил). Зазор между линией ввода сигнала и кольцом резонатора также невелик. Нельзя упускать из виду, что изменения толщины и зазора в кольцевом резонаторе влияют как на связь, так и на резонансную частоту.

При сравнении двух микрополосковых резонаторов, изготовленных из одного и того же материала с разными толщинами медного покрытия, у схемы с более толстой медью меньше значение относительной диэлектрической проницаемости. В этом случае резонансные частоты двух микрополосковых линий также различаются, даже если у них одинаковая геометрия и они выполнены на одном и том же слоистом изоляционном материале печатной платы и испытаны по одному и тому же методу. На рис. 7 приводится пример, в котором из-за изменения толщины финишного покрытия медного проводника микрополосковой линии возникают различия в определении Dk для одного и того же ламината. Как бы ни было выполнено финишное покрытие — по технологии ENIG или другим способом, проблема остается.

Измерение величины S21 и Dk ламината методом кольцевого резонатора с никелевым финишным покрытием толщиной

Рис. 7. Измерение величины S21 и Dk ламината методом кольцевого резонатора с никелевым финишным покрытием толщиной:
а) 62 мкм;
б) 175 мкм

Помимо перечисленных проблем изготовления, аналогичные различия возникают в результате изменения ширины проводника, протравленного пространства, толщины подложки и трапециевидных эффектов. Если учесть все эти вариации, одно отдельное измерение кольцевого резонатора может дать правильное значение Dk. Кроме того, многие тестовые программы используют номинальные размеры цепи и потому тоже неправильно рассчитают Dk. На более низких частотах эти эффекты не влияют на точность Dk в той мере, как в области миллиметровых волн.

Еще одной существенной переменной, влияющей на точность измерения в диапазоне миллиметровых волн при использовании метода с кольцевыми резонаторами, является изменение связи через зазор в зависимости от частоты. Обычно кольцевые резонаторы оцениваются с использованием узлов нескольких порядков, которые выбираются со значительными различиями по частоте. В результате изменения зазоров могут возникать существенные ошибки. Чтобы избежать этого, в случае кольцевых резонаторов также применяется дифференциальный метод с двумя по существу идентичными кольцевыми резонаторами. Их кольца различаются по размерам, которые являются целыми кратными друг другу (рис. 8).

Микрополосковые кольцевые резонаторы с разными диаметрами, используемые в дифференциальном методе измерения

Рис. 8. Микрополосковые кольцевые резонаторы с разными диаметрами, используемые в дифференциальном методе измерения

Чтобы получить значения Dk в методе с двумя кольцевыми резонаторами, используются резонансные узлы более высокого порядка с общими частотами. Поскольку питающие линии и зазоры одинаковы, негативные эффекты связи через зазоры меньше. Теоретически их можно полностью устранить. В результате возрастает точность измерения диэлектрической проницаемости, которая рассчитывается по уравнениям:

Формула

Кольцевые резонаторы на рис. 8 представляют собой микрополосковые структуры с сильносвязанными GCPW-волноводами линий подачи сигнала, чтобы избежать появления в этих линиях с открытыми концами резонансов, которые могут помешать определить пиковые значения кольцевых резонаторов.

Единственный способ избежать резонанса — укоротить линии подачи сигнала или использовать сильносвязанные линии на основе GCPW-волновода. Поскольку дифференциальный метод на основе кольцевых резонаторов позволяет получить эффективное значение Dk схемы, приходится выполнить точные измерения физических размеров микрополосковых структур и воспользоваться специализированным ПО.

 

Выводы

Мы рассмотрели методы испытаний в диапазоне миллиметровых волн, основанные на использовании микрополосковых линий. Большинство других методов определяет значение относительной диэлектрической проницаемости слоистого материала для плоскости X–Y, а не по оси Z (толщина). Однако разработчиков больше всего интересуют значения Dk по оси Z. Тем же, кому требуется знать величину Dk еще и в плоскости X–Y, рекомендуется воспользоваться методами измерения в свободном пространстве и на основе резонатора с расщепленным цилиндром, а также тестированием возмущений в волноводе.

Для определения относительной ди­электрической проницаемости слоистого материала печатных плат в диапазоне миллиметровых волн применяется также метод с использованием микрополосковой линии, зажатой между образцами материала. Испытания проводятся в широком частотном диапазоне. К сожалению, этот подход наиболее эффективен только в случае с небольшими образцами ламината и не подходит для объемного тестирования.

Поиски не остановлены, и работа продолжается. Мы ищем наиболее подходящий метод для тестирования образцов, чтобы определять характеристики материалов в области миллиметровых волн.

Литература
  1.  F. Chen, C. K. Ong, C. P. Neo, V. V. Varadan, and V. K. Varadan. Microwave Electronics: Measurement and Material Characterization. John Wiley & Sons Inc. 2004.
  2. IPC-TM‑650 Test Method Manual. Stripline Test for Permittivity and Loss Tangent (Dielectric Constant and Dissipation Factor) at X‑Band. IPC. March 1998.
  3.  Chang and L. H. Hsieh. Microwave Ring Circuits and Related Structures. Wiley-Interscience. Division of John Wiley & Sons. New York. 2004.
  4.  K. Das, S. M. Voda and D. M. Pozar. Two Methods for the Measurement of Substrate Dielectric Constant. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol. 35. No. 7. July 1987.
  5. ROG Dk Calculator. Rogers Corp. Technology Support Hub.
  6. О. О. Дробахин, С. В. Плаксин, В. Д. Рябчий, Д. Ю. Салтыков. Техника и полупроводниковая электроника СВЧ. Учебное пособие. Изд-во «Вебер». Севастополь 2013 // naukainform.kpi.ua.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *