Исследование и разработка интегральных приемопередающих модулей АФАР

Введение

Активные фазированные антенные решетки широко используются в оборонной отрасли: в системах радиолокации, радионавигации и радиоэлектронной борьбы. Для систем АФАР достижимы более широкие диапазоны обнаружения цели по сравнению с механически управляемыми антеннами. Они более надежны, чем механические аналоги, и требуют меньших затрат на техническое обслуживание. Конкурентные радиолокационные приложения фазированных антенных решеток традиционно связаны с устройствами на основе технологий группы A₃B₅, которые обладают хорошими мощностными характеристиками.

До настоящего времени АФАР мало применяются в системах радиочастотной связи. Гражданские приложения технологии, в частности для будущих сетей связи пятого поколения (5G), ограничены высокой стоимостью системы [1]. Она, в свою очередь, во многом обусловлена большим числом и высокой стоимостью активных приемопередающих модулей (ППМ). Возникает необходимость в разработке недорогих и в то же время высококачественных компактных приемопередатчиков.

В настоящее время широко представлены приемопередающие модули, построенные преимущественно на основе дорогих арсенид-галлиевых (GaAs) СВЧ монолитных интегральных схем (МИС) [2]. Мировыми лидерами производства указанных микросхем являются компании MACOM, OMMIC, Astra Microwave Products, UMS, METDA Technology Co. Отечественные предприятия АО «НПП «Исток» им. Шокина», НПФ «Микран», АО «НИИПП» выпускают интегральные схемы для построения приемопередающих модулей АФАР на основе GaAs-технологий преимущественно для нужд оборонной отрасли.

Применение сложно-функциональных интегральных схем на основе кремниевых (Si) и кремниево‑германиевых (SiGe) технологий позволит снизить стоимость систем на основе АФАР, особенно при их массовом производстве [3–9]. Выбор технологического процесса SiGe БиКМОП позволяет решить проблему интеграции аналоговой, цифровой частей приемопередатчика и снизить стоимость его производства. Более того, устройства на основе SiGe-технологии обладают лучшими динамическими характеристиками по сравнению с аналогами, реализованными на основе стандартных КМОП-техпроцессов. Эти характеристики оказывают значительное влияние на производительность приемопередатчиков.

Лидером по выпуску кремниевых СВЧ многофункциональных микросхем для применения в перспективных системах связи 5G, спутниковых системах связи и коммерческих радарах является американская фаблесс-компания Anokiwave [10]. Разработки интегральных схем отдельных функциональных блоков приемопередающих модулей АФАР (СВЧ-переключателей, дискретных фазовращателей и аттенюаторов, малошумящих усилителей) на основе библиотек элементов кремниево‑германиевых технологий производства в настоящее время ведутся в ОАО «НИИМЭ и Микрон», АО «НИИМА «Прогресс», АО «НИИПП», а также в НИЯУ «МИФИ», ТУСУР и других предприятиях электронной промышленности России.

Таким образом, сложно-функциональные монолитные интегральные схемы (СФ МИС) для управления амплитудой и фазой сигналов в системах АФАР, основанные на кремниевых и кремниево‑германиевых технологиях, недостаточно широко представлены на отечественном рынке. В связи с этим была поставлена задача проектирования и производства отечественных многофункциональных кремниевых СВЧ-микросхем, не уступающих по своим характеристикам лучшим зарубежным аналогам.

В статье представлены результаты разработки сложно-функциональной монолитной интегральной схемы приема/передачи сигналов для активных фазированных антенных решеток С‑диапазона, выполненной на основе 0,18‑мкм технологического процесса SiGe БиКМОП.

Проектирование СФ МИС

Структурная схема

Структурная схема разрабатываемой СФ МИС приведена на рис. 1. Управляемый аттенюатор (УАТТ‑1) в составе СФ МИС обеспечивает регулировку коэффициента передачи схемы в диапазоне 0…–31 дБ с шагом 1 дБ (разрядность 5 бит). Управляемый фазовращатель (УФВ‑1) позволяет регулировать относительную фазу выходного сигнала в диапазоне 0–360° с шагом 5,625° (разрядность 6 бит). Переключение режимов работы приема и передачи СФ МИС осуществляется двухпозиционными переключателями ПРК‑1, ПРК‑2 и ПРК‑3. Малошумящий усилитель (МШУ) и усилитель мощности (УМ) обеспечивают компенсацию потерь в трактах приема и передачи, а также дополнительное усиление при обработке СВЧ-сигнала. Интегральный датчик температуры (ДТ) формирует температурно-зависимое напряжение и преобразует его в цифровой код. На его основе блок цифрового управления (БЦУ) осуществляет коррекцию сдвига фазы и ослабления, изменяя состояния дополнительных фазовращателя (УФВ‑2) и аттенюатора (УАТТ‑2).

Рис. 1. Структурная схема СФ МИС для управления амплитудой и фазой сигнала

Фазовращатели

Функциональный блок основного управляемого фазовращателя построен на основе метода векторного сложения ортогональных сигналов. Управляемые векторные фазовращатели (УВФВ) лишены недостатков пассивных фазо­вращателей: существенного вносимого ослабления сигнала и относительно высокого значения фазовой погрешности [11]. Однако сигнал на выходе векторного УВФВ подвержен паразитной амплитудной модуляции величиной до 3 дБ. Устранить этот недостаток позволила схема корректора амплитудной погрешности.

Структурная схема разработанного УВФВ представлена на рис. 2. Разработанный фазовращатель состоит из преобразователя несимметричного сигнала в симметричный (S2D-конвертера), ядра фазовращателя (ядра ФВ) и цифро-аналогового преобразователя (ЦАП). Он обеспечивает регулировку фазы выходного сигнала в диапазоне 360°C с шагом 5,625°.

Рис. 2. Структурная схема УВФВ

Упрощенная принципиальная схема ядра управляемого фазовращателя приведена на рис. 3.

Рис. 3. Принципиальная схема ядра ФВ

Входной S2D-конвертер с коэффициентом передачи 1,5–2,2 дБ в диапазоне 4–6 ГГц используется для разделения входного сигнала на дифференциальные компоненты. Дифференциальный сигнал от S2D-преобразователя поступает в преобразователь напряжения в ток (U2I-конвертер), основанный на дифференциальном каскаде (см. транзисторы Q9 и Q12 на рис. 3). Отрицательная обратная связь (резистор R8 и конденсатор C1) применяется для компенсации емкостного входного импеданса формирователя квадратурных сигналов (ФКС). Трехкаскадный полифазный фильтр в ядре ФВ (см. I1 на рис. 3) формирует квадратурные сигналы с относительными фазовыми и амплитудными погрешностями менее 0,8° и 50 мдБ, соответственно.

Выходной сигнал с необходимой фазой формируется из квадратурного входного сигнала в сдвоенном сумматоре на основе ячеек Гильберта (пары транзисторов Q5 и Q6, Q7 и Q8, Q10 и Q11, Q13 и Q14). Использование нелинейной нагрузки (транзисторы Q1, Q3, Q15 и Q17) позволяет скомпенсировать нелинейную регулировочную характеристику ФВ (зависимость коэффициента передачи ячейки Гильберта от управляющего кода). Выходные каскады с общим коллектором (транзисторы Q19 и Q21) снижают выходной импеданс и повышают нагрузочную способность сдвоенного сумматора. Выбранная структура, в которой квадратурные сигналы формируются после U2I-конвертера, может значительно снизить потребление мощности интегрального активного ФВ.

Для управления коэффициентами передачи в каждом из четырех каналов векторного сумматора используется схема токового ЦАП разрядностью 8 бит. Четыре наиболее значащих бита ЦАП формируются при помощи матричной R‑2R схемы. Для формирования четырех менее значащих битов применяется техника сегментирования. Каскадируемые токовые зеркала определяют величину разрешения ЦАП по току. Нелинейный управляющий сигнал формируется цифровым блоком управления для снижения паразитной амплитудной модуляции с 3 дБ до значения порядка 0,2 дБ (в соответствии с результатами пост-топологического моделирования).

Среднеквадратические отклонения (СКО) абсолютных фазовой и амплитудной погрешности в диапазоне рабочих частот не превышают 1,2° и 0,3 дБ, соответственно.

Структурная и принципиальная схемы корректирующего УФВ‑2 подобны схемам основного УФВ‑1. Отличие заключается в уменьшении числа разрядов и диапазона регулировки фазы выходного сигнала схемы до 4 бит и 8°, соответственно.

Аттенюаторы

Для основного управляемого аттенюатора (УАТТ) выбрана топология усилителя с изменяемым коэффициентом передачи. Он состоит из двух блоков: ядра УАТТ и схемы управления усилением. Функциональная схема УАТТ приведена на рис. 4.

Рис. 4. Функциональная схема управляемого аттенюатора

Упрощенная принципиальная схема ядра УАТТ приведена на рис. 5.

Рис. 5. Принципиальная схема ядра УАТТ

Ядро УАТТ состоит из дифференциального каскада на основе транзисторов Q2, Q4 и резистивной нагрузки R1 и R2. Коэффициент передачи этого каскада зависит от величины тока смещения, вырабатываемого генератором нелинейного тока на основе транзистора Q5.

Классический дифференциальный каскад обладает ограниченным динамическим диапазоном на высоких частотах. Емкости база–коллектор транзисторов Q2 и Q4 на высоких частотах создают паразитные пути для входного сигнала ядра УАТТ. При относительно малом токе смещения начинают преобладать паразитные эффекты. Это ограничивает минимальное значение коэффициента передачи, которое может быть достигнуто для дифференциального каскада. Значительное улучшение достигается за счет использования пары встречновключенных транзисторов с «плавающим эмиттером» [12] (транзисторы Q1 и Q3), как показано на рис. 5. Каскады с общим коллектором на выходе дифференциального каскада ядра УАТТ обеспечивают согласование со следующим функциональным блоком ИС приемопередатчика. Принципиальная схема цепей управления усилением ядра УАТТ показана на рис. 6.

Рис. 6. Схема управления усилением

Напряжение питания схемы управления усилением составляет 2,5 В. Его значение выбрано исходя из логических уровней цифровой части интегральной схемы ППМ. Схема токового ЦАП применяется для управления коэффициентом передачи ядра УАТТ. Она основана на каскадируемых токовых зеркалах. Токовое зеркало (транзисторы M1, M3) устанавливает начальное смещение коэффициента передачи ядра УАТТ. Транзисторы M24–M26 генерируют опорный ток для каскадов токовых зеркал. Размеры транзисторов в шести секциях ЦАП определяют величину токов данных секций. Они выбраны на основе требуемого коэффициента передачи.

Изменение температуры кристалла приводит к изменению коэффициента передачи дифференциального каскада. Для компенсации изменений коэффициента передачи транзистором Q1 и резистором R1 формируется напряжение V_CTAT, обратно пропорциональное температуре. Падение напряжения на резисторе обратной связи R6 зависит от выходного тока ЦАП (рис. 6). Трехкаскадный операционный усилитель (ОУ) с коэффициентом передачи около 100 дБ обрабатывает сигнал с выхода ЦАП и цепи температурной коррекции. Выходное напряжение ОУ определяется как разность между V_CTAT и V_RFB. Таким образом, выходной сигнал схемы управления усилением зависит от V_CTAT и падения напряжения на резисторе обратной связи R6. Конвертер D2S (differential to single) на основе дифференциального каскада с симметричной нагрузкой и буферными усилителями преобразует выходной дифференциальный сигнал ядра УАТТ в несимметричный. D2S-конвертер обеспечивает усиление сигнала порядка 5 дБ при потреблении 5,5 мА от источника напряжения 5 В.

Диапазон изменения коэффициента передачи УАТТ‑1 составляет 31,3 дБ на центральной частоте 5 ГГц. При этом неравномерность коэффициента передачи не превышает 1,38 дБ. Во всем диапазоне рабочей частоты абсолютная погрешность установления коэффициента передачи не превышает 0,48 дБ, а среднеквадратическое отклонение составляет 0,178 дБ.

Функциональный блок корректирующего УАТТ‑2 повторяет схемотехнику основного аттенюатора. Отличие заключается в уменьшении диапазона регулировки коэффициента передачи схемы и числа разрядов цифрового управляющего сигнала.

Малошумящий усилитель

Принципиальная схема трехкаскадного малошумящего усилителя приведена на рис. 7. Первый каскад по схеме с общей базой на основе транзистора Q1 применяется для согласования входного импеданса МШУ с сопротивлением 50 Ом в широкой полосе частот. Каскодный усилитель на полевых транзисторах M1 и M2 благодаря частичному устранению влияния эффекта Миллера обеспечивает высокий коэффициент усиления по напряжению без сужения рабочей полосы частот. Каскад на основе Q2 обеспечивает выходное согласование МШУ с последующим каскадом.

Рис. 7. Принципиальная схема МШУ

МШУ по результатам пост-топологического моделирования обеспечивает коэффициент усиления 22 дБ при коэффициенте шума порядка 4,5 дБ. Неравномерность коэффициента передачи в диапазоне рабочей частоты не превышает 0,5 дБ. Точка компрессии 1 дБ по входу составляет –21,5 дБм. Мощность, потребляемая от источника напряжения 2,5 В, составляет 13,8 мВт.

СВЧ-переключатели

Однополюсные переключатели на два направления (рис. 8) основаны на двух последовательно включенных полевых транзисторах M1, M2 и параллельно включенных шунтирующих транзисторах M3, M4. Управление транзисторами осуществляется попарно: M1 и M4, M2 и M3. Время переключения между режимами приема и передачи не превышает 0,5 нс. Вносимые переключателем потери в полосе рабочей частоты не превышают 1,9 дБ. Развязка между каналами равна 37 дБ. Возвратные потери по входу/выходу превышают 18 дБ. Точка компрессии 1 дБ по выходу составляет 10,7 дБм.

Рис. 8. Принципиальная схема SPDT-переключателя

Усилитель мощности

Упрощенная электрическая схема усилителя мощности изображена на рис. 9. Усилитель мощности обеспечивает требуемый уровень мощности сигнала на выходе СФ МИС при минимальном уровне нелинейных искажений. УМ включает в себя три каскада. Первый и третий каскады — усилители на основе схемы с общим эмиттером, второй каскад — буферный (схема с общим коллектором). Особенностью усилителя являются резисторы отрицательной обратной связи R6, R7, используемые для температурной стабилизации параметров схемы и в качестве цепей смещения первого каскада. Кроме того, на основе транзисторов Q1, Q2 реализован режим standby УМ.

Рис. 9. Электрическая схема усилителя мощности

Усилитель мощности на выходе передающего канала в диапазоне частот 4–6 ГГц обеспечивает коэффициент усиления не менее 35 дБ. Точка компрессии 1 дБ по выходу составляет 8,5 дБм. Возвратные потери по выходу — не менее 10 дБ. Потребляемая мощность от источника напряжения 5 В составляет 150 мВт. Коэффициент полезного действия по добавленной мощности — 5,8%.

Датчик температуры

Структурная схема интегрального цифрового датчика температуры показана на рис. 10а. В его состав входят регуляторы напряжения (I0, I1), сенсор температуры (I2) и АЦП (I3). Интегральный ДТ обеспечивает измерение температуры в диапазоне –60…85 °C с разрешением 5 бит. Его работа основана на измерении падения напряжения на термозависимом элементе. Наряду с этим, используется компенсация 1‑го рода, заключающаяся в сложении температурных коэффициентов сопротивления p‑n‑перехода биполярного транзистора и добавочных резисторов в токопротекающих ветвях сенсора.

Рис. 10.
а) структурная схема интегрального ДТ;
б) принципиальная схема сенсорного элемента

На рис. 10б приведена электрическая схема сенсора температуры. Она включает в себя пару биполярных транзисторов Q1 и Q2, управление которыми осуществляется напряжением на выходе резистивного делителя, образованного резисторами R4, R5 и R7. Резисторы в цепи делителя подобраны по температурным коэффициентам сопротивления таким образом, чтобы напряжение на коллекторе транзистора Q2 максимально зависело от температуры. При этом площади транзисторов Q1, Q2 и номиналы резисторов R2, R3 выбраны из соображений неравномерного протекания токов через указанные элементы в зависимости от температуры кристалла. Абсолютная ошибка измерения температуры не превышает 1°C. Потребляемая датчиком мощность составляет 17 мВт.

Результаты моделирования

Частотные зависимости характеристик СФ МИС представлены на рис. 11–14.

Рис. 11. Частотные зависимости:
а) вносимого фазового сдвига;
б) вносимого ослабления от управляющего кода

Рис. 12. Частотные зависимости:
а) абсолютной ошибки вносимого фазового сдвига;
б) коэффициента передачи от управляющего кода

Рис. 13. Частотные зависимости возвратных потерь по входу и выходу в режимах
a) Rx;
б) Tx

Рис. 14.
а) частотная зависимость величины коэффициента шума в режиме Rx;
б) точка компрессии 1 дБ по выходу в режиме Tx

Многофункциональная интегральная схема управления характеризуется большим числом параметров. В таблице приведены наиболее значимые характеристики разработанной МИС управления амплитудой и фазой СВЧ-сигнала.

Таким образом, параметры разработанной СФ МИС не уступают параметрам известных аналогов на основе кремний и кремниево‑германиевых технологических процессов в заданном частотном диапазоне.

Выводы

Проведенный обзор показал актуальность разработки многофункциональных интегральных схем управления амплитудой и фазой СВЧ-сигнала на основе SiGe-технологии, возможность достичь оптимальных характеристик для применения в системах гражданского и двойного назначения.

В статье представлены результаты проектирования СФ МИС для приемопередающих модулей АФАР C‑диапазона. Разработка и моделирование функциональных блоков СФ МИС выполнены на основе библиотек элементов кремниево‑германиевого БиКМОП технологического процесса производства кристаллов МИС с проектной нормой 0,18 мкм. Интегральная схема содержит один канал прием/передача. Переключение между режимами работы СФ МИС осуществляется путем изменения состояния интегральных СВЧ-переключателей. Регулировка амплитуды и фазы выходного сигнала реализуется путем изменения состояний управляемых фазовращателя и аттенюатора. Применение схемы температурной коррекции параметров СФ МИС на основе интегрального датчика температуры, дополнительных корректирующих УФВ и УАТТ обеспечивает стабильность параметров ППМ в широком диапазоне рабочих температур. Достигнутое значение коэффициента шума в режиме приема по результатам пост-топологического моделирования составляет 5,2 дБ. Точка компрессии 1 дБ по выходу в режиме передачи — 8,5 дБм. Потребляемая мощность в режимах приема и передачи не превышает 195 мВт и 365 мВт, соответственно.

Авторы считают, что в данной работе новыми являются следующие положения и результаты: оригинальные структурные и схемотехнические решения для функциональных блоков обеспечивают характеристики, сопоставимые с ближайшими известными аналогами среди СВЧ интегральных схем управления амплитудой и фазой сигнала, разработанных на основе кремниевых и кремниево‑германиевых технологий.

Работа подготовлена по результатам исследования, проведенного при поддержке Министерства образования и науки РФ в рамках проекта № 8.3962.2017/4.6.